Широкополосные сигналы. Использование широкополосных сигналов

Псевдослучайный сигнал

(ПСП)

Т – период ШПС

Этот способ пригоден для любой широкополосной системы, в которой для расширения спектра высокочастотного сигнала применяется цифровая последовательность.

Основной характеристикой широкополосного сигнала является:

его база – "В" , определяемая произведением: ширины спектра сигнала – "F" и периода – "T": B = F х T

В результате перемножения псевдослучайного сигнала с информационным сигналом энергия (мощность) последнего распределяется в широкой полосе частот, т. е. спектр информационного сигнала расширяется .
Метод широкополосной передачи был открыт Д.В. Агеевым (СССР) – в 1935г и получил развитие в 1947-1948гг., благодаря трудам К. Е. Шеннона (США). Оба ученых ввели понятие пропускной способности канала и установили связь между возможностью осуществления безошибочной передачи информации по каналу с заданным отношением сигнал/шум и полосой частот, отведенной для передачи информации.

Для любого заданного отношения сигнал/шум малая частота ошибок при передаче достигается при увеличении полосы частот, отводимой для передачи информации. Информация может быть введена в канал несколькими способами.

Наиболее известный способ заключается в наложении информации на широкополосную модулирующую кодовую последовательность (перед модуляцией несущей) для получения широкополосного сигнала - ШПС . Узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность - ПСП с периодом – "Т" , состоящую из "N" бит длительностью "t" - каждый. В этом случае база – "В"ШПСчисленно равна количеству битов ПСП . Этот способ пригоден для любой широкополосной системы, в которой для расширения спектра высокочастотного сигнала применяется битовая последовательность.

Сущность широкополосной связи - расширение полосы частот полезного сигнала, передаче ШПС и выделении из него полезного сигнала путем преобразования спектра принятого ШПС в первоначальный спектр.

Для стандарта 1S-95 функция отношения ширины полос широкополосного и базового сигналов составляет 128 раз, или 21,0дБ.

Это позволяет системе работать при уровне интерференционных помех, превышающих уровень полезного сигнала на 18,0дБ, так как обработка сигнала на выходе приемника требует превышения уровня сигнала над уровнем помех всего на 3,0дБ.

В реальных условиях уровень помех значительно меньше. Расширение спектра сигнала до 1,25мГц можно рассматривать как применение методов частотного разнесения приема. Сигнал при распространении в радио эфире подвергается замираниям вследствие многолучевого характера распространения. В системе CDMA подавляется лишь около 25% спектра сигнала, что не вызывает особых затруднений при восстановлении сигнала в приемнике.

В стандарте CDMA для кодового разделения каналов используются ортогональные коды Уолша. Коды Уолша формируются из строк матрицы Уолша :

Особенность этой матрицы состоит в том, что каждая ее строка ортогональна любой другой или строке, полученной с помощью операции логического отрицания. В стандарте IS-95 используется матрица 64-го порядка.

Для выделения сигнала на выходе приемника применяется цифровой фильтр.

При ортогональных сигналах фильтр можно настроить таким образом, что на его выходе всегда будет логический "0", за исключением случаев, когда принимается сигнал, на который он настроен .

Кодирование "по Уолшу" применяется в прямом канале (от BTS к MS) для разделения речевых сигналов пользователей. Перемножение принятого сигнала и сигнала такого же источника псевдослучайного шума - ПСШ, который использовался в передатчике, сжимает спектр полезного сигнала и одновременно расширяет спектр фонового шума и других источников помех.
В приемнике с помощью идентичного кода сигнал когерентно демодулируется, в результате этого восстанавливается исходный информационный сигнал.

В то же время сигналы остальных MS, поступающие в данный приемник, продолжают оставаться расширенными и воспринимаются им как "белый шум" - наиболее "слабая" помеха, меньше всего мешающая нормальной работе приемника. При этом обеспечивается высокая степень защиты от активных и пассивных помех, что позволяет системе работать при низких значениях отношения сигнал/шум со значительно меньшей мощностью передаваемого сигнала.
Использование в реальных условиях (особенно вблизи BTS) уровней излучаемой мощности в 100 - 1000 раз меньше, чем в других системах ССС, снижает их влияние на организм пользователя и увеличивает срок службы MS без зарядки аккумулятора. Выходная мощность MS, работающих в сетях сотовой связи CDMA, составляет всего 2,0мВт - значительно меньше, чем средняя выходная мощность 125,0мВт MS в сетях GSM.

В системах, использующих стандарт IS-95, все MS могут работать одновременно в одной полосе частот. Согласованные фильтры приемников BTS практически оптимальны в условиях взаимной интерференции между MS одной соты и чувствительны к эффекту "ближний - дальний" (far-near problem).

Для максимизации абонентской емкости системы необходимо, чтобы все MS излучали сигнал такой мощности, которая обеспечила бы одинаковый уровень принимаемых BTS сигналов. Чем точнее управление мощностью, тем больше абонентская емкость системы.

В технических решениях CDMA компании Qualcomm Inc. расширение спектра обеспечивается за счет модуляции сигнала псевдослучайной последовательностью с тактовой частотой 1,23мГц. Более точно эта частота 1,2288мГц = 9,6 х 128 .

При частоте информационной битовой последовательности 9,6 кбит/с длительность одного бита соответствует 128 тактов псевдослучайной модулирующей последовательности. Полоса частот одного канала с расширенным спектром по уровню 3,0дБ составляет 1,25Гц. Цифровой фильтр формирует частотный спектр, близкий к прямоугольной форме. Различение сигналов разных BTS обеспечивается тем, что все BTS используют одну и ту же пару коротких ПСП, но со сдвигом на 64 такта между BTS, т.е. всего в сети 511 кодов. При этом все физические каналы одной BTS имеют одну и ту же фазу последовательности.

В приемо-передающей станции - BTS четыре типа каналов : пилотный канал (PI), канал синхронизации (SYNC), вызывной канал (РСН) и канал трафика (ТСН). Сигналы разных каналов взаимно ортогональны, что гарантирует отсутствие взаимных помех между ними в одной BTS.

Изначально эта технология создавалась для разведывательных и военных целей. Основная идея метода состоит в том, чтобы распределить информационный сигнал по широкой полосе радиодиапазона, что в итоге позволит значительно усложнить подавление или перехват сигнала.

Суть этой технологии заключается в преобра­зовании исходного сигнала таким образом, что результирующий сигнал расши­ряется и распределяется по всему доступному диапазону . Вследствие закона со­хранения энергии при расширении занимаемого частотного диапазона происходит снижение энергетической плотности передаваемого сигнала. Прямым следствием этого обстоятельства является падение максимальной мощности, что влечет за собой «зашумление» полезного сигнала. На самом деле это не страшно, по­скольку предусмотрены эффективные методы восстановления полезного сигна­ла, «теряющегося» на фоне шумов.

Возникает закономерный вопрос: «Зачем создавать себе проблемы (снижать мощность сигнала), чтобы потом их решать (выделять по­лезный сигнал на фоне шума)?». На самом деле причина этого нелогичного (только на первый взгляд) поступка весьма логична - необходимость размеще­ния как можно большего количества каналов передачи данных в пределах узко­го частотного диапазона . Изначально предусматривалось применение двух технологий кодирования сиг­нала методом распределения спектра. Их еще называют методами модуляции, поскольку в результате их применения на исходный высокочастотный сигнал «накладывается» полезная информация.

Первая основана на методе FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum - коди­рование сигнала с расширением спектра методом частотных скачков).

Рис. 10. Расширение спектра скачкообразной перестройкой частоты

Для того чтобы радиообмен нельзя было перехватить или подавить узкополосным шумом, было предложено вести передачу с постоянной сменой несущей в пределах широкого диапазона частот (см. рис 10). В результате мощность сигнала распределялась по всему диапазону, и прослушивание какой-то определенной частоты давало только небольшой шум. Последовательность несущих частот была псевдослучайной, известной только передатчику и приемнику. Попытка подавления сигнала в каком-то узком диапазоне также не слишком ухудшала сигнал, так как подавлялась только небольшая часть информации.

При выборе метода FHSS весь диапазон 2,4 ГГц задействуется для передачи данных (в качестве одной широкой полосы, которая разбита на 79 подканалов). Основной недоста­ток этого метода - невысокая скорость передачи данных, которая не превыша­ет 2 Мбит/с.

Вторая из них основана на применении технологии DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum - кодирование сигнала с расширением спектра с помощью кода прямой последовательности) совместно с использованием модуляции ССК (Complementary Code Keying - дополнительная кодовая модуляция) , ко­торый поддерживает скорость передачи данных до 11 Мбит/с.

В методе прямого последовательного расширения спектра также используется весь частотный диапазон, выделенный для одной беспроводной линии связи. В отличие от метода FHSS, весь частотный диапазон занимается не за счет постоянных переключений с частоты на частоту, а за счет того, что каждый бит информации заменяется N-битами, так что тактовая скорость передачи сигналов увеличивается в N раз. А это, в свою очередь, означает, что спектр сигнала также расширяется в N раз. Достаточно соответствующим образом выбрать скорость передачи данных и значение N, чтобы спектр сигнала заполнил весь диапазон.

Код, которым заменяется двоичная единица исходной информации, называется расширяющей последовательностью, а каждый бит такой последовательности - чипом.

Соответственно, скорость передачи результирующего кода называют чиповой скоростью. Двоичный нуль кодируется инверсным значением расширяющей последовательности. Приемники должны знать расширяющую последовательность, которую использует передатчик, чтобы понять передаваемую информацию.

Очень часто в качестве значения расширяющей последовательности берут последовательность Баркера (Barker), которая состоит из 11 бит: 10110111000. Если передатчик использует эту последовательность, то передача трех битов 110 ведет к передаче следующих битов:

10110111000 10110111000 01001000111.

Цель кодирования методом DSSS та же, что и методом FHSS, - повышение устойчивости к помехам . Узкополосная помеха будет искажать только определенные частоты спектра сигнала, так что приемник с большой степенью вероятности сможет правильно распознать передаваемую информацию.

Если же выбрана технология DSSS, в диапазоне 2,4 ГГц образуется несколько ши­роких DSSS-каналов, причем одновременно может использоваться не более трех из них. При этом достигается максимальная скорость передачи данных 11 Мбит/с, которая соответствует рассматриваемому позднее стандарту IEEE 802.11b.

А.Резников, В.Копейкин, Б.Любимов, В.Куликов

Новое перспективное направление в гражданской электросвязи - применение шумоподобных сигналов (ШПС) по сравнению с обычными узкополосными телекоммуникационными системами - обладает рядом преимуществ.

Уже сегодня область применения техники ШПС распространяется на беспроводные локальные компьютерные сети, сотовую связь (вплоть до глобальных информационных систем), персональные системы телекоммуникаций. Эта техника приобретает все более заметный вес на пути к информационному обществу. Именно техника ШПС во многом поможет сделать доступным каждому в любом месте в любое время обмениваться речевыми сообщениями, видеоинформацией, передавать данные и т.д.

В чем же суть, значение, в чем новые качества шумоподобных сигналов? Является ли использование ШПС эволюцией или революцией в современной связи?

Основная задача любой системы связи - передача сообщений от источника информации к потребителю наиболее экономичным образом. Обычно в системах радиосвязи для эффективной передачи информации используется относительно узкая полоса частот. Как известно, перенос информации в радиочастотный диапазон осуществляется изменением (модуляцией) одного или нескольких параметров несущего ВЧ колебания. На приемной стороне осуществляется обратная операция - демодуляция.

Метод модуляции выбирают так, чтобы свести к минимуму действие помех и искажений. Традиционные методы модуляции позволяют максимально увеличить мощность на основной частоте и предельно сузить занимаемую полосу частот. Общепринятым критерием эффективности метода модуляции обычно является оценка концентрации мощности сигнала по спектру для заданной скорости передачи информации. Такой подход представляется интуитивно правильным и соответствующим здравому смыслу. Это стремление нашло, например, свою реализацию при переходе от амплитудной модуляции (AM) к однополосной (SSB). Подавление несущей и одной из боковых полос позволяет вдвое сократить занимаемую полосу частот в эфире и сконцентрировать всю мощность передатчика в одной боковой полосе. Похожим образом формируется и телевизионный сигнал. Если внимательно проанализировать любую традиционную систему передачи, можно увидеть, что все они содержат один модуляционный процесс - несущее колебание модулируется передаваемой информацией.

В системах связи с шумоподобными сигналами в свете традиционного подхода может показаться неожиданным движение в строго противоположном направлении - от узкополосных систем связи к широкополосным. В аппаратуре ШПС всегда осуществляются два модуляционных процесса, один из которых предназначен специально для значительного расширения спектра. Однако при этом системы связи не только ничего не теряют, а приобретают новые качества.

В чем же заключается смысл дополнительной модуляции?

Расширение спектра частот передаваемого сообщения осуществляется либо прямым расширением спектра, либо скачкообразным изменением частоты несущей. При реализации первого метода на один вход балансного смесителя модулятора передатчика подается информационный сигнал, на другой - периодически повторяющаяся двоичная псевдослучайная последовательность (ПСП) сигналов с определенным числом бит. Почему псевдослучайная? Это связано с тем, что внешне она выглядит как случайная последовательность знаков "+1" и "-1". Но это только на первый взгляд. В действительности эта последовательность генерируется вполне регулярными методами с помощью цифровых автоматов и обладает определенными свойствами.

Его мощность распределяется в очень широкой полосе частот, и сигнал становится незаметным на фоне помех. Прием такого сигнала возможен в том случае, если известны параметры используемой в передатчике псевдослучайной последовательности.

На приемной стороне возрастает помехоустойчивость по отношению к узкополосным помехам большой мощности. Это связано с тем, что узкополосные помехи поражают небольшую часть спектра сигнала и не нарушают его целостности. Для обычных узкополосных систем такая помеха в полосе рабочих частот может полностью вывести ее из строя. Шумоподобный же сигнал, лишенный помехой части спектра, можно реконструировать на приемной стороне без существенных потерь информации. Это объясняется тем, что мешающие сигналы в приемнике ШПС проявляют себя не более чем слабым повышением уровня шумового фона, а не срывом сеанса связи.

Именно эта эффективность подавления помехи объясняет то, что ШПС широко применялись и применяются в военных системах связи, и работы в этой области длительное время были закрытыми. Однако первые публикации по их использованию в многоадресных системах с кодовым разделением появились в открытой печати еще в середине 60-х годов, и среди этих публикаций необходимо отметить статьи Л.Е.Варакина.

А уже в 80-е годы методы использования ШПС заняли свое место в гражданской связи. Федеральная комиссия связи США к этому времени официально разрешила коммерческое применение ШПС в целой группе диапазонов, что определило начало выпуска большого количества оборудования. В 1993 г. Ассоциацией промышленности связи США использование кодового разделения в мобильной телефонной сотовой связи было узаконено как стандарт IS-95, что открыло путь к развертыванию соответствующих систем.

Именно поэтому технику связи с использованием таких сигналов нельзя отнести к открытиям последних лет. Она уже давно используется в радиолокации, где, кстати, впервые проявились основные преимущества подобных сигналов. В радиолокации дальность обнаружения цели определяется энергией импульса, т.е. произведением мощности на его длительность. Увеличение дальности обнаружения путем наращивания мощности имеет свои технические пределы, увеличение длительности импульса ухудшает другой параметр - разрешающую способность, которая определяет возможность обнаруживать цели. Возникающее противоречие оказалось возможным разрешить, применяя сложные сигналы, представляющие длинный высокочастотный импульс, манипулированный по фазе по закону ПСП.

В приемнике с помощью коррелятора длинный импульс сжимается до длительности элемента ПСП, энергия же существенно возрастает за счет увеличения числа элементов ПСП, благодаря чему улучшается разрешающая способность и увеличивается дальность обнаружения.

В результате дополнительной модуляции, о которой уже говорилось, получаем скрытый, помехоустойчивый канал связи, прием информации в котором возможен только в том случае, если известен метод и алгоритм расширения спектра, применяемый на передающей стороне.

Применение различных ПСП дает возможность большому числу пользователей одновременно работать в одной широкой полосе частот. Такой метод уплотнения канала и называется кодовым разделением. Подчеркнем еще раз: особенность кодового разделения состоит в том, что все сигналы передаются в одной общей широкой полосе частот одновременно. Спектр каждого сигнала сформирован с помощью индивидуального кода, что и обеспечивает одновременный доступ к каналу большого числа пользователей. В приемнике базовой станции по индивидуальному коду из ШПС выделяется нужная данному пользователю информация.

По этому принципу работает система CDMA (Code Division Multiplex Access), которая стала основой увеличения емкости сотовых сетей, степени покрытия обслуживаемой территории, качества передачи речи. Она фактически уже стала техникой следующего поколения средств связи.

Высокая степень интеграции элементной базы, удешевление технологии при массовом применении систем связи с кодовым разделением привели к тому, что CDMA - новая коммерческая реальность на рынке средств связи благодаря тому, что технология CDMA заявила о себе с самого начала возможностью резкого увеличения емкости сотовых систем по сравнению не только с аналоговыми, но и цифровыми системами. Простые расчеты показывают, что с помощью аппаратуры CDMA емкость сети можно увеличить примерно в 10 раз по сравнению, например, с узкополосными стандартами на основе частотного разделения.

Основная трудность построения систем временного (TDMA) и частотного (FDMA) методов разделения, как известно, лежит в необходимости частотного планирования, которое должно каждый раз пересматриваться при изменении конфигурации сети и добавлении новых сот. Новая технология вообще не требует какого-либо частотного планирования, все пользователи канала в полосе 1,25 МГц могут одновременно вести обмен в общей полосе частот, поскольку каждый применяет уникальный цифровой код. И та же полоса частот может повторно использоваться во всех других сотах сети. Это один из основных факторов значительного увеличения емкости сети.

Здесь следует упомянуть и об эффективном кодировании с использованием корректирующих кодов, что еще более увеличивает емкость системы и улучшает качество связи.

Кодовое разделение оказалось первой технологией, в которой стало возможным организовать "мягкую передачу" абонента из соты в соту. Это связано с тем, что кадр содержит данные лишь одного абонента, и центральная станция может выбирать лучший сигнал и "склеивать" его из кадров разных базовых станций по мере перехода абонента из соты в соту.

Системы с ШПС обладают превосходной электромагнитной совместимостью с обычными узкополосными системами. Последним не мешают ШПС с малой спектральной плотностью в полосе пропускания. Узкополосные сигналы в приемнике ШПС превращаются в широкополосные и эффективно подавляются, поскольку они не согласованы с кодом приемника.

Кроме помехоустойчивости, сложная кодовая структура ШПС обладает высокой степенью защищенности от несанкционированного доступа в сеть и обеспечивает любой требуемый уровень конфиденциальности в потоке данных.

Как же формируется спектр ШПС и какие методы объясняют масштабы его расширения?

В цифровых системах связи дополнительная модуляция сводится к тому, что передаваемая двоичная информация накладывается на поток из N расширяющих битов ПСП, следующих с гораздо большей скоростью, чем передаваемая информация. При этом при передаче информационного нуля знак ПСП не меняется, при передаче информационной единицы ("-1") используется инверсная ПСП (рис.1). Число битов ПСП, приходящихся на один бит информации и являющихся мерой расширения спектра, может достигать очень больших значений (от десятка до нескольких тысяч). Этот модулированный ПСП псевдослучайный поток данных манипулирует фазу несущего ВЧ колебания во втором модуляторе, которое после усиления излучается в эфир.

Схема модуляции данных псевдослучайной последовательностью длиной в 15 элементов.

Спектр шумоподобного сигнала определяется разными факторами - такими, как длина ПСП, скорость передачи информации и метод модуляции ВЧ сигнала.

Как выглядит на спектроанализаторе спектр ШПС? Спектр мощности (рис.2) симметричен относительно центральной частоты (несущей) и содержит большое число резких пиков. Центральная часть ограничивается двумя нулями, за которыми располагаются боковые максимумы, и содержит около 90% всей энергии сигнала. Остальные 10% приходятся на побочные излучения и обычно отфильтровываются при передаче. Ширина центрального максимума равна удвоенной частоте следования битов ПСП. Спектр содержит ярко выраженную мелкомасштабную структуру, детали этой структуры имеют ширину порядка скорости передачи информации и обычно гораздо меньше общей ширины спектра. Эффективная ширина спектра по уровню -3 дБ близка к скорости следования ПСП и составляет половину общей ширины спектра.

Распределение мощности ШПС по частоте для длины кода 128. Спектр широкий и неравномерный, частота отсчитывается от несущей и отнесена к полосе частот 1,25 МГц

Наверное уже понятно, что подобный дважды промодулированный сигнал должен и приниматься как-то по-другому. Приемник ШПС (рис.3) осуществляет дополнительную демодуляцию от расширяющего кода (ПСП) для того, чтобы выделить передаваемую информацию. Здесь и проявляются основные отличия приемника, предназначенного для приема ШПС. В обычной схеме, например, для приема дискретной информации типа телеграфного сигнала производится усиление в УВЧ и преобразование частоты в См1 (преобразований может быть несколько, это не меняет существа дела). После демодулятора передаваемая информация становится доступной для дальнейшей обработки - прием на слух или передача на печатающее устройство.

Теоретической основой метода приема сигналов с распределенным спектром является корреляция. Процесс корреляции осуществляется в главном узле приемника ШПС, называемом коррелятором. Принципиальная схема коррелятора состоит из балансного смесителя См2 и следующего за ним интегратора или узкополосного фильтра ФНЧ для усреднения. В смесителе принимаемый сигнал умножается на копию ПСП, используемую в передатчике. Настройка заключается в согласовании параметров расширяющей спектр ПСП в передатчике с копией ПСП в приемнике. Главное условие нормальной работы аппаратуры ШПС - строгое согласование частотных и временных параметров, типов модуляции принимаемых и опорных сигналов. Только при этом условии в корреляторе широкополосная модуляция устраняется в полезном сигнале и сохраняется в других. Такое согласование обеспечивает система синхронизации и обнаружения. В нее могут входить несколько следящих систем фазовой и частотной автоподстройки и система слежения за задержкой.

Корреляцию очень удобно представить как процесс перемножения двух двоичных последовательностей. Если значительное число нулей и единиц и порядок их следования в сравниваемых последовательностях совпадают, то на выходе перемножителя образуется длинная последовательность нулей или единиц, отражающая переданную информацию. Эта последовательность пропускается через узкополосный фильтр. При этом происходит улучшение отношения сигнал/шум на выходе коррелятора по отношению ко входу в N раз. В идеальном случае, в условиях полной синхронизации, расширение спектра полностью снимается как есть и после коррелятора можно наблюдать обычную последовательность длинных информационных посылок, как в любой узкополосной системе связи после синхронного детектора.

Такой метод приема определяет основные достоинства применения ШПС. При умножении на опорную копию кода остальные сигналы, модулированные другим кодом, не совпадающим хотя бы по одному параметру (частоте следования битов ПСП, их взаимному расположению, сдвигу начала кодовой последовательности), превращаются в хаотическую последовательность коротких импульсов с широким спектром. В результате через узкополосный фильтр проходит лишь малая часть энергии несогласованных сигналов. Так реализуется механизм кодового разделения. Аналогично узкополосная помеха при таком методе приема также дробится на беспорядочную последовательность коротких импульсов и ослабляется фильтром.

Таким образом, в одном узле обеспечивается как кодовое разделение, так и запас помехоустойчивости по отношению к большому числу помех разного типа. Однако при этом возникает несколько серьезных проблем. Одна из них - точность синхронизации принимаемого сигнала и сигнала генератора кода в приемнике, а кроме того, необходимо решение ряда других задач, связанных с обнаружением ШПС и вхождением в связь. Тем не менее все эти проблемы решаются, что обеспечивает реализацию преимуществ применения ШПС.

Пригодны ли все диапазоны частот для техники ШПС? В течение нескольких десятилетий ШПС применялись на всех частотах - от самых низких до очень высоких. В KB диапазоне, где в распространении сигналов решающую роль играет ионосфера, преимущество отдавалось узкополосным сигналам в обычном смысле (ширина спектра с учетом расширения не должна была превышать нескольких десятков килогерц). Это означает, что скорость передачи информации по такому каналу не могла быть более чем килобит/сек. В противном случае начинались искажения сигнала, связанные с неодинаковыми условиями распространения спектральных составляющих сигнала. Это объясняется тем, что прием ШПС представляет собой собирание сигнала в широкой полосе частот, а разбалансирование спектральных составляющих сигнала, особенно по фазе, приводит к селективным искажениям.

В полной мере преимущества ШПС реализуются в УКВ диапазонах и на более высоких частотах. При этом скорость передачи информации и степень расширения спектра ничем не ограничиваются, кроме трудностей технической реализации. В настоящее время шумоподобные сигналы используются на частотах 900, 2400 и 5600 МГц.

В ближайшее время планируется принятие международного стандарта (802.11), который определит технические требования к беспроводным сетям передачи данных с использованием ШПС. Это результат многолетних исследований по регламентации диапазонов частот, скоростей передачи, методов расширения спектра и других характеристик сетей. Суть стандарта сводится к следующему: он должен определить организацию беспроводной связи на ограниченной территории (в форме локальной сети). При этом несколько абонентов будут пользоваться равноправным доступом к общему каналу передачи данных.

Стандарт предполагает два диапазона: 902...928 МГц и 2400...2483,5 МГц. Основной акцент делается именно на последний, поскольку в России и Европе диапазон 900 МГц сильно перегружен и его можно рекомендовать к применению лишь внутри зданий. Гигагерцевый диапазон можно использовать как внутри зданий, так и снаружи.

Простейшим вариантом применения систем с ШПС может служить соединение "точка - точка" - это связь между двумя локальными сетями с внешней направленной антенной на расстояние от одного до нескольких десятков километров.

Очень велики перспективы применения ШПС в России. В Российской федерации применение техники ШПС определено в приказе №18 Министерства связи РФ от 24.02.1996 г. Для нее выделены частоты 828...821 и 873...876 МГц. Особое место методы ШПС могут занять при развитии местной сети. Приемлемым уровнем телефонизации принято считать не менее 50 телефонов на 100 жителей, что в масштабах нашей страны означает не менее 75 млн номеров. При дальнейшем развитии телефонизации основные трудности обусловлены созданием местных сетей, что и определяет стоимость номера. Назревает крайняя необходимость внедрения технологий ШПС - на местных сетях, сотовой, в системах мобильной связи. В фиксированной связи требуется меньшая мощность сигнала при том же качестве связи, а это позволяет увеличивать число пользователей в канале. Все сказанное, с учетом эффективного использования частоты, позволит снизить себестоимость и время развертывания таких сетей.

Кодовая структура ШПС делает их незаменимыми и для использования в навигационных системах при измерении расстояний. В этом отношении ШПС можно представить как линейку с делениями в единицах расстояния для измерения дистанции. Отраженный сигнал сравнивается с переданным и по сдвигу кодовой структуры находится задержка, что дает возможность определить расстояния до объекта. Примером спутниковой навигационной системы с ШПС является GPS. Ее применение иногда выходит за рамки навигации, и она используется для нивелировки сельскохозяйственных угодий, мониторинга линий разлома земной коры и других целей.

Приемники GPS могут входить составной частью в сложные устройства обеспечения временных отсчетов высокой точности, например, включаться в базовые станции сотовых телефонных систем с ШПС.

Каковы же дальнейшие перспективы внедрения техники ШПС?

Кодовое разделение начало свой путь в Северной Америке, крупнейшем рынке мобильной связи, где насчитывается более 34 млн пользователей. В специальных изданиях сообщается, что до 70% сотовых сетей США готовы к внедрению систем CDMA. В Южной Корее подобные сети будут способны в ближайшем будущем охватить до 75% потенциальных пользователей. Ряд японских компаний объявил о намерении модернизировать свои сотовые сети в 1998 г.

Несмотря на появление новых методов уплотнения, старые аналоговые системы с временным разделением, по-видимому, будут существовать еще достаточно долго, поэтому стратегия применения ШПС предусматривает совместную работу с сотовыми системами разных типов.

Необходимость такой совместимости учитывается при развертывании спутниковой системы Globalstar.

Как отмечалось выше, ШПС обладает многими необычными свойствами, особенно в отношении скрытности передачи в силу сложности процесса демодуляции. При использовании ШПС вне военных рамок требуется строгая регламентация применения ШПС.

Однако это, в принципе, не исключает участие и радиолюбителей в освоении методов ШПС. Например, специальным разделом инструкции федеральной комиссии связи США официально легализована работа радиолюбителей с применением ШПС в ряде диапазонов, вплоть до миллиметровых волн. Разрешается работа мощностью до 100 Вт - и это при том, что типичные мощности коммерческих применений не должны превышать 1 Вт, а в ряде случаев - и 10 мВт.

Узкополосные и широкополосные сигналы

1.Узкополосный сигнал

Сигнал называется узкополосным (УПС), если ширина его спектра значительно меньше средней частоты (рис.1.1):

Рис. 1.1

Типичными представителями УПС являются модулированные радиосигналы. К УПС можно также отнести несколько радиосигналов со своими несущими, занимающие вместе достаточно узкую полосу частот.

В первом приближении для анализа прохождения УПС через радиоэлектронные цепи такой сигнал можно представить гармоническим на средней частоте. Более лучшее приближение дает представление УПС в виде квазигармонического колебания, у которого медленно (по сравнению с ) меняются мгновенные амплитуда и частота. В этом случае полагается, что за достаточно короткое время (меньшее, чем изменения амплитуды и частоты), сигнал можно считать гармоническим.

В общем случае УПС можно представить в виде

где и -медленно меняющиеся функции времени.

Для классических АМ и ЧМ колебаний средняя частота совпадает с несущей частотой сигнала. Для однозначного и наиболее оптимального выбора применяется аппарат преобразования Гильберта, согласно которому для заданного УПС находится сопряженная функция ,определяемая как

при этом

Огибающая, определённая таким образом, совпадает с сигналом в моменты времени, где ,т.е. имеют общие касательные, причем в точках касания функция близка к максимумам (Рис.1.2):

Рис. 1.2

Для сигнала вида сопряженная по Гильберту функция равна а для .

Исходя из этих соотношений для гармонического сигнала огибающая и частота равны соответственно:

как и следовало ожидать. Если же выбрать произвольным образом среднюю частоту, то даже для гармонического сигнала можно получить некую достаточно сложную огибающую, не соответствующую действительности.

Рассмотрим в качестве примера УПС, состоящий из суммы гармонических составляющих:

Для такого сигнала

откуда

После преобразований можно получить следующее выражение для мгновенной частоты

Для двухчастотного сигнала (N=2) имеем

Таким образом, сумму двух близко расположенных по частоте () сигналов можно записать в виде квазигармонического колебания:

Рис.1.3 иллюстрирует примерный вид сигнала, состоящего из двух гармонических сигналов с равными амплитудами (= = ).

Рис. 1.3

Ниже на рис. 1.4 и рис.1.5 приведены нормированные графики одного периода огибающей и мгновенной частоты: бигармонического сигнала для , 0,5 и 0,1.

Рис.1.4

При уменьшении амплитуды одного из сигналов мгновенная частота (рис.5) непрерывно меняется и при малом k средняя частота близка к частоте большего сигнала. Из графиков рис. 3, рис. 4, рис. 5 видно, что при взаимодействии двух сигналов с равными амплитудами огибающая амплитуд меняется от удвоенной амплитуды каждого до нуля. Причем в нуле огибающей фаза скачком меняется на ,что формально означает переход через бесконечность (разрыв) мгновенной частоты, а в остальное время

При уменьшении амплитуды одного из сигналов мгновенная частота (рис.1.5) непрерывно меняется и при малом k средняя частота близка к частоте большего сигнала.

Рис. 1.5

При малом k огибающую можно представить в приближенном виде

откуда видно, что огибающая в этом случае линейно зависит от амплитуды малого сигнала при постоянной амплитуде большого. Если малый сигнал в свою очередь будет квазигармоническим

т.е.

то

Таким образом результирующая огибающая содержит линейную информацию об изменении амплитуды и фазы малого сигнала, что дает возможность в приемнике выделить эту информацию без нелинейных искажений.

2 . Широкополосный сигнал

Определение ШПС. Применение ШПС в системах связи

Широкополосными (сложными, шумоподобными) сигналами (ШПС) называют такие сигналы, у которых произведения активной ширины спектра F на длительность T много больше единицы. Это произведение называется базой сигнала B . Для ШПС

B = FT >>1 (1)

Широкополосными сигналы иногда называют сложными в отличие от простых сигналов (например, прямоугольные, треугольные и т.д.) с В=1. Поскольку у сигналов с ограниченной длительностью спектр имеет неограниченную протяженность, то для определения ширины спектра используют различные методы и приемы.

Повышение базы в ШПС достигается путем дополнительной модуляции (или манипуляции) по частоте или фазе на времени длительности сигнала. В результате, спектр сигнала F (при сохранении его длительности T ) существенно расширяется.

В системах связи с ШПС ширина спектра излучаемого сигнала F всегда много больше ширины спектра информационного сообщения.

ШПС получили применение в широкополосных системах связи (ШПСС), так как:

• обеспечивают высокую помехоустойчивость связи;
• позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн путем разделения лучей;
• допускают одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот;
• позволяют создавать системы связи с повышенной скрытностью;
• обеспечивают лучшее использование спектра частот на ограниченной территории по сравнению с узкополосными системами связи.
  1. Помехоустойчивость ШПСС

Она определяется широко известным соотношением, связывающим отношение сигнал-помеха на выходе приемника q 2 с отношением сигнал-помеха на входе приемника ρ 2 :

q 2 = 2Вρ 2 (2)

где ρ 2 = Р с /Р п (Р с , Р п - мощности ШПС и помехи);

В - база ШПС.

Величина q 2 может быть получена согласно требованиям к системе (10...30 дБ) даже если ρ 2 <<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В , удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

К ШПС = q 2 /ρ 2 (3)

называют коэффициентом усиления ШПС при обработке или просто усилением обработки. Из (2), (3) следует, что усиление обработки К ШПС = 2В. В ШПСС прием информации характеризуется отношением сигнал помеха h 2 = q 2 /2, т.е.

h 2 = Вρ 2 (4)

Соотношения (2), (4) являются фундаментальными в теории систем связи с ШПС. Они получены для помехи в виде белого шума с равномерной спектральной плотностью мощности в пределах полосы частот, ширина которой равна ширине спектра ШПС. Вместе с тем эти соотношения справедливы для широкого круга помех (узкополосных, импульсных, структурных), что и определяет их фундаментальное значение.

Т аким образом, одним из основных назначений систем, связи с ШПС является обеспечение надежного приема информации при воздействии мощных помех, когда отношение сигнал-помеха на входе приемника ρ 2 может быть много меньше единицы. Необходимо еще раз отметить, что приведенные соотношения строго справедливы для помехи в виде гауссовского случайного процесса с равномерной спектральной плотностью мощности («белый» шум).

1. Основные виды ШПС

Известно большое число различных ШПС, которые подразделяются на следующие виды:

• частотно-модулированные (ЧМ) сигналы;
• многочастотные (МЧ) сигналы;
• фазоманипулированные (ФМ) сигналы (сигналы с кодовой фазовой модуляцией - КФМ сигналы);
• дискретные частотные (ДЧ) сигналы (сигналы с кодовой частотной модуляцией - КЧМ сигналы, частотно-манипулированные (ЧМ) сигналы);
• дискретные составные частотные (ДСЧ) (составные сигналы с кодовой частотной модуляцией - С K Ч M сигналы).

Частотно-модулированные (ЧМ) сигналы являются непрерывными сигналами, частота которых меняется по заданному закону. На рис. 2.1а, изображен ЧМ сигнал, частота которого меняется по V -образному закону от f 0 - F /2 до f 0 + F /2, где f 0 - центральная несущая частота сигнала, F - ширина спектра, в свою очередь, равная девиации частоты F = ∆ f д. Длительность сигнала равна Т.

На рис. 2.1б представлена частотно-временная ( f , t ) - плоскость, на которой штриховкой приближенно изображено распределение энергии ЧМ сигнала по частоте и по времени.

База ЧМ сигнала по определению (1) равна:

B = FT = ∆ f д T (5)

Частотно-модулированные сигналы нашли широкое применение в радиолокационных системах, поскольку для конкретного ЧМ сигнала можно создать согласованный фильтр на приборах с поверхностными акустическими волнами (ПАВ). В системах связи необходимо иметь множество сигналов. При этом необходимость быстрой смены сигналов и переключения аппаратуры формирования и обработки приводят к тому, что закон изменения частоты становится дискретным. При этом от ЧМ сигналов переходят к ДЧ сигналам.

Многочастотные (МЧ) сигналы (рис. 2.2а) являются суммой N гармоник u (t ) ... u N (t ) , амплитуды и фазы которых определяются в соответствии с законами формирования сигналов. На частотно-временной плоскости (рис.2.2б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (гармоники) МЧ сигнала на частоте f k . Все элементы (все гармоники) полностью перекрывают выделенный квадрат со сторонами F и T . База сигнала B равна площади квадрата. Ширина спектра элемента F 0 ≈1/Т. Поэтому база МЧ сигнала

B = F / F 0 = N (6)

Рис. 2.1 - Частотно-модулированный

т. е. совпадает с числом гармоник. МЧ сигналы являются непрерывными и для их формирования и обработки трудно приспособить методы цифровой техники. Кроме этого недостатка, они обладают также и следующими:

а) у них плохой пик-фактор (см. рис. 2.2а);

б) для получения большой базы В необходимо иметь большое число частотных каналов N. Поэтому МЧ сигналы в дальнейшем не рассматриваются.

Фазоманипулированные (ФМ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов, фазы которых изменяются по заданному закону. Обычно фаза принимает два значения (0 или π). При этом радиочастотному ФМ сигналу соответствует видео- ФМ сигнал (рис. 2.3а), состоящий из положительных и отрицательных импульсов. Если число импульсов N , то длительность одного импульса равна τ 0 = T / N , а ширина его спектра равна приближенно ширине спектра сигнала F 0 = 1/τ 0 = N /Т. На частотно-временной плоскости (рисунок 3б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (импульса) ФМ сигнала. Все элементы перекрывают выделенный квадрат со сторонами F и Т. База ФМ сигнала

B = FT = F /τ 0 = N , (7)

т.е. B равна числу импульсов в сигнале.

Возможность применения ФМ сигналов в качестве ШПС с базами В = 10 4 ...10 6 ограничена в основном аппаратурой обработки. При использовании согласованных фильтров в виде приборов на ПАВ возможен оптимальный прием ФМ сигналов с максимальными базами Вмах=1000 ... 2000. ФМ сигналы, обрабатываемые такими фильтрами, имеют широкие спектры (порядка 10 ... 20 МГц) и относительно короткие длительности (60 ... 100 мкс). Обработка ФМ сигналов с помощью видеочастотных линий задержки при переносе спектра сигналов в область видеочастот позволяет получать базы В = 100 при F ≈1 МГц, Т ≈ 100 мкс.

Весьма перспективными являются согласованные фильтры на приборах с зарядовой связью (ПЗС). Согласно опубликованным данным с помощью согласованных фильтров ПЗС можно обрабатывать ФМ сигналы с базами 10 2 ... 10 3 при длительностях сигналов 10 -4 ... 10 -1 с. Цифровой коррелятор на ПЗС способен обрабатывать сигналы до базы 4∙10 4 .

Рис 2.2 - Многочастотный сигнал и частотно-временная плоскость

Рис 2.3 - Фазоманипулированный сигнал и частотно-временная плоскость

Следует отметить, что ФМ сигналы с большими базами целесообразно обрабатывать с помощью корреляторов (на БИС или на ПЗС). При этом, В = 4∙10 4 представляется предельной. Но при использовании корреляторов необходимо в первую очередь решить вопрос об ускоренном вхождении в синхронизм. Так как ФМ сигналы позволяют широко использовать цифровые методы и технику формирования и обработки, и можно реализовать такие сигналы с относительно большими базами, то поэтом y ФМ сигналы являются одним из перспективных видов ШПС.

Дискретные частотные (ДЧ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов (рисунок 4а), несущие частоты которых изменяются по заданному закону. Пусть число импульсов в ДЧ сигнале равно М , длительность импульса равна Т 0 =Т/М, его ширина спектра F 0 =1/Т 0 =М/Т. Над каждым импульсом (рисунок 4а) указана его несущая частота. На частотно-временной плоскости (рисунок 4б) штриховкой выделены квадраты, в которых распределена энергия импульсов ДЧ сигнала.

Как видно из рисунка 4б, энергия ДЧ сигнала распределена неравномерно на частотно-временной плоскости. База ДЧ сигналов

B = FT =М F 0 МТ 0 =М 2 F 0 Т 0 = М 2 (8)

поскольку база импульса F 0 T 0 = l . Из (8) следует основное достоинство ДЧ сигналов: для получения необходимой базы В число каналов M = , т. е. значительно меньше, чем для МЧ сигналов. Именно это обстоятельство и обусловило внимание к таким сигналам и их применение в системах связи. Вместе с тем для больших баз В = 10 4 ... 10 6 использовать только ДЧ сигналы нецелесообразно, так как число частотных каналов М = 10 2 ... 10 3 , что представляется чрезмерно большим.

Дискретные составные частотные (ДСЧ) сигналы являются ДЧ сигналами, у которых каждый импульс заменен шумоподобным сигналом. На рис. 2.5а изображен видеочастотный ФМ сигнал, отдельные части которого передаются на различных несущих частотах. Номера частот указаны над ФМ сигналом. На рис.2.5б изображена частотно-временная плоскость, на которой штриховкой выделено распределение энергии ДСЧ сигнала. Рис.2.5б по структуре не отличается от рис. 2.4б, но для рис.2.5б пло щадь F 0 T 0 = N 0 -равна числу импульсов ФМ сигнала в одном частотном элементе ДСЧ сигнала. База ДСЧ сигнала

B = FT = М 2 F 0 Т 0 = N 0 М 2 (9)

Число импульсов полного ФМ сигнала N = N 0 М

Рис. 2.4 - Дискретный частотный сигнал и частотно-временная плоскость

Изображенный на рис. 2.5 ДСЧ сигнал содержит в качестве элементов ФМ сигналы. Поэтому такой сигнал сокращенно будем называть ДСЧ-ФМ сигнал. В качестве элементов ДСЧ сигнала можно взять ДЧ сигналы. Если база элемента ДЧ сигнала B = F 0 T 0 = М 0 2 то база всего сигнала B = М 0 2 М 2

Рис 2.5 - Дискретный составной частотный сигнал с фазовой манипуляцией ДСЧ-ФМ и частотно-временная плоскость.

Такой сигнал можно сокращенно обозначать ДСЧ-ЧМ. Число частотных каналов в ДСЧ-ЧМ сигнале равно М 0 М. Если ДЧ сигнал (см. рисунок 2.4), и ДСЧ-ЧМ сигнал имеют равные базы, то они имеют и одинаковое число частотных каналов. Поэтому особых преимуществ ДСЧ-ЧМ сигнал перед ДЧ сигналом не имеет. Но принципы построения ДСЧ-ЧМ сигнала могут оказаться полезными при построении больших систем ДЧ сигналов. Таким образом, наиболее перспективными ШПС для систем связи являются ФМ, ДЧ, ДСЧ-ФМ сигналы.

T

U(t)

f 0 +F/2

f 0 -F/2

U 1 (t)

f 0 +F/2

f 0 -F/2

U N (t)

U(t)

U(t)

f 0 +F/2

f 0 -F/2

∙ ∙ ∙

∙ ∙ ∙ N

τ 0

U(t)

f 0 +F/2

f 0 = f 3

f 0 -F/2

U(t)

f 0 +F/2

f 0 = f 3

f 0 -F/2