«ZVS-драйвер» (Zero Voltage Switching) — очень простой и поэтому довольно распространенный низковольтный генератор. Он собирается по несложной схеме, при этом эффективность данного решения может достигать 90% и выше. Для сборки устройства достаточно одного дросселя, пары полевых транзисторов, четырех резисторов, двух диодов, двух стабилитронов, и рабочего колебательного контура со средней точкой на катушке. Можно обойтись и без средней точки, и об этом поговорим далее.

В сети можно найти много реализаций этой схемы, среди которых индукционные нагреватели, индукционные плитки, высоковольтные трансформаторы, и просто высокочастотные преобразователи напряжения. Схема напоминает генератор Ройера, однако это не он. Давайте же рассмотрим, как эта схема работает.

При подаче питания на схему, ток начинает течь к стокам обоих полевых транзисторов, одновременно с этим заряжаются емкости затворов через резисторы. Поскольку полевые транзисторы не полностью одинаковы, один из них (например Q1) открывается быстрее, и начинает проводить ток, при этом через диод D2 разряжается затвор другого транзистора Q2, который удерживается таким образом надежно закрытым.

Поскольку в схему включен колебательный контур, напряжение на стоке закрытого полевого транзистора Q2 сначала возрастает, но затем понижается, переходя через ноль, в этот момент затвор открытого полевого транзистора Q1 быстро разряжается, и открытый первым транзистор Q1 теперь запирается, а так как он теперь заперт, то на его стоке уже не ноль, и затвор второго транзистора Q2 быстро дозаряжается через резистор, и второй транзистор Q2 теперь открывается, при этом разряжая через диод D1 затвор транзистора Q1.

Через пол периода все повторяется с точностью до наоборот — второй транзистор закроется, а первый — откроется, и т. д. В контуре возникнут таким образом синусоидальные автоколебания. Дроссель L1 ограничивает питающий ток, и сглаживает небольшие коммутационные выбросы.

Легко заметить, что запирание обоих полевых транзисторов происходит при нулевом напряжении на их стоках, когда ток в контурной катушке максимален, а это значит, что коммутационные потери сведены к минимуму, и даже при мощности устройства в 1 кВт (например для ), ключам нужны лишь небольшие радиаторы. Это как раз и объясняет большую популярность данной схемы.

Частоту автоколебаний можно легко вычислить по формуле f = 1/(2π*√[ L*C]), так как индуктивность первичной обмотки (если используется трансформаторное включение) и емкость конденсатора образуют контур, обладающий собственной резонансной частотой. Важно при этом помнить, что амплитуда колебаний будет по напряжению больше напряжения питания приблизительно в 3,14 (Пи) раза.

Вот типичные компоненты, которые используют для сборки: пятиваттные резисторы по 470 Ом, для ограничения тока заряжающего затворы; два резистора по 10 кОм, для подтягивания затворов к минусу; стабилитроны на 12, 15 или 18 вольт, дабы уберечь затворы от превышения допустимого напряжения; и диоды UF4007 для разрядки затворов через противоположные плечи контура.

Полевые транзиcторы IRFP250 и IRFP260 хорошо подходят для данного ZVS-драйвера. Естественно, если потребуется дополнительное охлаждение, то каждый транзистор должен быть установлен на отдельный радиатор, поскольку работают транзисторы не одновременно. Если радиатор только один, то обязательно использование изолирующих подложек. Питание схемы не должно превышать 36 вольт, это связано с обычными ограничениями для затворов.

Если контур без средней точки, то просто ставят два дросселя вместо одного, на каждое плечо, и режим работы сохраняется аналогичным, ровно как и с одним дросселем.

Между тем, на Алиэкспресс уже появились изделия на основе этой автоколебательной схемы ZVS, причем как с одним дросселем, так и с двумя. Вариант с двумя дросселями особенно удобен в качестве резонансного источника питания нагревательных индукторов без средней точки.

Всем хороши мощные полевые транзисторы MOSFET, кроме одного маленького нюанса, — подключить их напрямую к выводам микроконтроллера зачастую оказывается невозможно.

Это, во-первых, связано с тем, что допустимые токи для микроконтроллерных выводов редко превышают 20 мА, а для очень быстрых переключений MOSFET-ов (с хорошими фронтами), когда нужно очень быстро заряжать или разряжать затвор (который всегда обладает некоторой ёмкостью), нужны токи на порядок больше.

И, во-вторых, питание контроллера обычно составляет 3 или 5 Вольт, что в принципе позволяет управлять напрямую только небольшим классом полевиков (которые называют logic level — с логическим уровнем управления). А учитывая, что обычно питание контроллера и питание остальной схемы имеет общий минусовой провод, этот класс сокращается исключительно до N-канальных «logic level»-полевиков.

Одним из выходов, в данной ситуации, является использование специальных микросхем, — драйверов, которые как раз и предназначены для того, чтобы тягать через затворы полевиков большие токи. Однако и такой вариант не лишён недостатков. Во-первых, драйверы далеко не всегда есть в наличии в магазинах, а во-вторых, они достаточно дороги.

В связи с этим возникла мысль сделать простой, бюджетный драйвер на рассыпухе, который можно было бы использовать для управления как N-канальными, так и P-канальными полевиками в любых низковольтных схемах, скажем вольт до 20. Ну, благо у меня, как у настоящего радиохламера, навалом всякой электронной рухляди, поэтому после серии экспериментов родилась вот такая схема:

1. R 1 =2,2 кОм, R 2 =100 Ом, R 3 =1,5 кОм, R 4 =47 Ом
2. D 1 — диод 1N4148 (стеклянный бочонок)
3. T 1 , T 2 , T 3 — транзисторы KST2222A (SOT-23, маркировка 1P)
4. T 4 — транзистор BC807 (SOT-23, маркировка 5C)

Ёмкость между Vcc и Out символизирует подключение P-канального полевика, ёмкость между Out и Gnd символизирует подключение N-канального полевика (ёмкости затворов этих полевиков).

Пунктиром схема разделена на два каскада (I и II). При этом первый каскад работает как усилитель мощности, а второй каскад — как усилитель тока. Подробно работа схемы описана ниже.

Итак. Если на входе In появляется высокий уровень сигнала, то транзистор T1 открывается, транзистор T2 закрывается (поскольку потенциал на его базе падает ниже потенциала на эмиттере). В итоге транзистор T3 закрывается, а транзистор T4 открывается и через него происходит перезаряд ёмкости затвора подключенного полевика. (Ток базы транзистора T4 течёт по пути Э T4 ->Б T4 ->D1->T1->R2->Gnd).

Если на входе In появляется низкий уровень сигнала, то всё происходит наоборот, — транзистор T1 закрывается, в результате чего вырастает потенциал базы транзистора T2 и он открывается. Это, в свою очередь, приводит к открытию транзистора T3 и закрытию транзистора T4. Перезаряд ёмкости затвора подключенного полевика происходит через открытый транзистор T3. (Ток базы транзистора T3 течёт по пути Vcc->T2->R4->Б T3 ->Э T3).

Вот в общем-то и всё описание, но некоторые моменты, наверное, требуют дополнительного пояснения.

Во-первых, для чего нужны транзистор T2 и диод D1 в первом каскаде? Тут всё очень просто. Я не зря выше написал пути протекания токов базы выходных транзисторов для разных состояний схемы. Посмотрите на них ещё раз и представьте что было бы, если бы не было транзистора T2 с обвязкой. Транзистор T4 отпирался бы в этом случае большим током (имеется ввиду ток базы транзистора), протекающим с выхода Out через открытый T1 и R2, а транзистор T3 отпирался бы маленьким током, протекающим через резистор R3. Это привело бы к сильно затянутому переднему фронту выходных импульсов.

Ну и во-вторых, наверняка многих заинтересует, зачем нужны резисторы R2 и R4. Их я воткнул для того, чтобы хоть немного ограничить пиковый ток через базы выходных транзисторов, а также окончательно подравнять передний и задний фронты импульсов.

Собранное устройство выглядит вот так:

Разводка драйвера сделана под smd-компоненты, причём таким образом, чтобы его можно было легко подключать к основной плате устройства (в вертикальном положении). То есть на основной плате у нас может быть разведён полумост, или что-то ещё, а уже в эту плату останется только вертикально воткнуть в нужных местах платы драйверов.

Разводка имеет некоторые особенности. Для радикального уменьшения размеров платы пришлось «слегка неправильно» сделать разводку транзистора T4. Его перед припаиванием на плату нужно перевернуть лицом (маркировкой) вниз и выгнуть ножки в обратную сторону (к плате).

Как видите, длительности фронтов практически не зависят от уровня питающего напряжения и составляют чуть больше 100 нс. По-моему, довольно неплохо для такой бюджетной конструкции.

Статья посвящена разработкам ООО «Электрум АВ » для промышленного применения, по своим характеристикам аналогичным модульным приборам производства Semikron и CT Concept.

Современные концепции развития силовой электроники, уровень технологического базиса современной микроэлектроники обуславливают активное развитие систем, построенных на IGBT-приборах различной конфигурации и мощности. В государственной программе «Национальная технологическая база » этому направлению посвящены две работы по освоению серии IGBT-модулей средней мощности на предприятии «Контур » (г.Чебоксары) и серии IGBT-модулей большой мощности на предприятии «Кремний » (г.Брянск). В то же время применение и развитие систем на IGBT-модулях ограничивается отсутствием отечественных драйверных устройств для управления затворами IGBT. Эта проблема также актуальна для мощных полевых транзисторов, используемых в преобразовательных системах с напряжением до 200 В.

В настоящее время на российском «электронном» рынке устройства управления мощными полевыми и IGBT-транзисторами представлены фирмами Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron, CT Concept. Изделия IR и Agilent содержат только устройство формирования сигналов управления за вором транзистора и защитные схемы и требуют в случае работы с транзисторами большой мощности или на больших частотах для своего применения дополнительные элементы: DC/DC-преобразователь необходимой мощности для формирования питающих напряжений выходных каскадов, мощных внешних выходных каскадов для формирования сигналов управления затворами с необходимой крутизной фронтов, защитных элементов (стабилитронов, диодов и т.д.), элементов сопряжения системы управления (входная логика, формирование диаграммы управления полумостовыми приборами, оптически развязанные статусные сигналы состояния управляемого транзистора, питающих напряжений и т.д.). Изделия фирмы Powerex также требуют DC/DC-преобразователь, а для согласования с ТТЛ, КМОП и ВОЛС требуются дополнительные внешние элементы. Также отсутствуют необходимые статусные сигналы с гальванической развязкой.

Наиболее функционально полными являются драйверы фирм Semikron (серии SKHI) и CT Concept (типов Standart или SCALE). Драйверы CT Concept серии Standart и драйверы SKHI выполнены в видепечатных плат с разъемами для подключения к системе управления и управляемым транзисторам с установленными на них необходимыми элементами и с возможностью установки настроечных элементов потребителем. По своим функциональным и параметрическим особенностям изделия близки.

Номенклатура драйверов SKHI приведена в таблице 1.

Таблица 1. Номенклатура драйверов SKHI

Тип драйвера фирмы Semikron	Коли-чество кана-лов	Мах напря-жение на управл. транзис-торе,В	Изме-нение напря-жения на затворе,В	Мах имп. вых. ток,А	Max заряд затвора,мкКл	Частота, кГц	Напря-жение изоля-ции,кВ	DU/dt, кВ/мкс
SKHI 10/12	1	1200	+15/–8	8	9,6	100	2,5	75
SKHI 10/17	1	1700	+15/–8	8	9,6	100	4	75
SKHI 21A	1	1200	+15/–0	8	4	50	2,5	50
SKHI 22A/22В	2	1200	+15/–7	8	4	50	2,5	50
SKHI 22A/H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 22В/H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 23/12	2	1200	+15/–8	8	4,8	100	2,5	75
SKHI 23/17	2	1700	+15/–8	8	4,8	100	4	75
SKHI 24	2	1700	+15/–8	8	5	50	4	50
SKHI 26W	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI 26F	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI 27W	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 27F	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 61	6	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHI 71	7	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHIВS 01	7	1200	+15/–8	1,5	0,75	20	2,5	15

Драйверы SCALE фирмы CT Concept выполнены на основе базовой гибридной сборки и включают основные элементы для управления мощными полевыми или IGBTтранзисторами, которые смонтированы на печатной плате, с возможностью установки необходимых настроечных элементов. Плата оснащена также необходимыми разъемами и гнездами.

Номенклатура базовых гибридных сборок драйверов SCALE фирмы CT Concept приведена в таблице 2.

Драйверные устройства производства «Электрум АВ »являются полностью законченными, функциональнополными устройствами,содержащими все необходимые элементы для управления затворами мощных транзисторов, обеспечивая необходимые уровни согласования токовых и потенциальных сигналов, длительностей фронтов и задержек, а также необходимые уровни защиты управляемых транзисторов при опасных уровнях напряжения насыщения (токовая перегрузка или КЗ) и недостаточном напряжении на затворе. Применяемые DC/DC-преобразователи и транзисторные выходные каскады обладают необходимыми мощностями для обеспечения переключения управляемых транзисторов любой мощности с достаточной скоростью, обеспечивающей минимальные потери коммутации. Преобразователи DC/DC и оптронные развязки имеют достаточные уровни гальванической изоляции для применения в высоковольтных системах.

Таблица 2. Номенклатура базовых гибридных сборок драйверов SCALE фирмы CT Concept

Тип драйвера фирмы CT Concept	Коли-чество кана-лов	Напря-жение пита-ния драй-вера,В	Мах имп. выход-ной ток, А	Мах напряже-ние на упр. транзис-торе,В	Выход-ная мощ-ность, Вт	Задержка, нс	Напря-жение изол., В	du/dt, кВ/мкс	Вход
IGD 508E	1	±15	±8	3300	5	225	5000		Волс
IGD 515E	1	±15	±15	3300	5	225	5000		Волс
IGD 608E	1	±15	±8	1200	6	60	4000	>50	Транс
IGD608А1 17	1	±15	±8	1700	6	60	4000	>50	Транс
IGD 615А	1	±15	±15	1200	6	60	4000	>50	Транс
IGD615А1 17	1	±15	±15	1700	6	60	4000	>50	Транс
IHD 215А	2	±15	±1,5	1200	1	60	4000	>50	Транс
IHD 280А	2	±15	±8	1200	1	60	4000	>50	Транс
IHD280А1 17	2	±15	±8	1700	1	60	4000	>50	Транс
IHD 680А	2	±15	±8	1200	3	60	4000	>50	Транс
IHD680A1 17	2	±15	±8	1700	3	60	4000	>50	Транс
IHD 580 F	2	±15	±8	2500	2,5	200	5000		Волс

В настоящей статье будут представлены приборы МД115, МД150, МД180 (МД115П, МД150П, МД180П) для управления одиночными транзисторами, а также МД215, МД250, МД280 (МД215П, МД250П, МД280П) для управления полумостовыми приборами.

Модуль драйвера одноканального IGBT и мощных полевых транзисторов: МД115, МД150, МД180, МД115П, МД150П, ИД180П

Модуль драйвера МД115, МД150, МД180, МД115П, МД150П, МД180П - гибридная интегральная схема для управления IGBT и мощными полевыми транзисторами, в том числе и в случае их параллельного включения. Модуль обеспечивает согласование по уровням токов и напряжений с большинством IGBT и мощных полевых транзисторов с предельно допустимым напряжением до 1700 В, защиту от перегрузки или КЗ, от недостаточного уровня напряжения на затворе транзистора. Драйвер формирует сигнал «авария » при нарушении режима работы транзистора. С помощью внешних элементов режим работы драйвера настраивается для оптимального управления разными типами транзисторов. Драйвер может использоваться для управления транзисторами с «кельвиновскими » выходами или для контроля тока с помощью токочувствительного резистора. Приборы МД115П, МД150П, МД180П содержат встроенный DC/DC-преобразователь для питания выходных каскадов драйвера. Для приборов МД115, МД150, МД180 требуется внешний изолированный источник питания.

Назначение выводов

1 - «авария +» 2 - «авария –» 3 - «вход +» 4 - «вход –» 5 - «U пит +» (только для моделей с индексом «П ») 6 - «U пит –» (только для моделей с индексом «П ») 7 - «Общий» 8 - «+Е пит» 9 - «выход» - управление затвором транзистора 10 - «–Е пит» 11 - «напр» - вход контроля напряжения насыщения управляемого транзистора 12 - «ток» - вход контроля тока протекающего через управляемый транзистор

Модули драйвера двухканального IGBT и мощных полевых транзисторов IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I

Модули драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П - гибридная интегральная схема для управления IGBT и мощными полевыми транзисторами по двум каналам, как независимо, так и в полумостовом включении, в том числе при параллельном включении транзисторов. Драйвер обеспечивает согласование по уровням токов и напряжений с большинством IGBT и мощных полевых транзисторов с предельно допустимыми напряжениями до 1700 В, защиту от перегрузок или КЗ, недостаточного уровня напряжения на затворе транзистора. Входы драйвера имеют гальваническую развязку от силовой части с напряжением изоляции 4 кВ. Драйвер содержит внутренние DC/DC-преобразователи, формирующие необходимые уровни для управления затворами транзисторов. Прибор формирует необходимые статусные сигналы, характеризующие режим работы транзисто ров, а также наличие питания. С помощью внешних элементов режим работы драйвера настраивается для оптимального управления разными типами транзисторов.

Таблица 4. Обозначение выводов модуля драйвера двухканального IGBT и мощных полевых транзисторов

№ выв.	Обозначение	Функция	№ выв.	Обозначение	Функция
14	ВХ1 «+»	Прямой управляющий вход первого канала	15	ИК	Измерительный коллектор для контроля напряжения насыщения на управляемом транзисторе первого канала
13	ВХ1 «–»	Инверсный управляющий вход первого канала	16	ИК1	Вход контроля напряжения насыщения с настройкой порога и времени блокировки первого канала
12	СТ «+Е пит »	Статус питающего напряжения выходного каскада первогоканала	17	Вых2	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени включения управляемого транзистора первого канала
11	Сз	Вход для подключения дополнительного конденсатора (настройка времени задержки включения)первого канала	18	Вых1	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени выклчения управляемого транзистора первого канала
10	СТ	Статусный выход аварии на управляемом транзисторе первого канала	19	–Е пит
9	БЛОК	Вход блокировки	20	Общ	Выходы напряжений питания силовой части драйвера первого канала
8		Не задействован	21	+Е пит	Выходы напряжений питания силовой части драйвера первого канала
7	+5В		22	+Е пит "
6		Вход для подключения питания входной схемы	23	Общ"	Выходы напряжений питания силовой части драйвера второго канала
5	ВХ2 «+»	Прямой управляющий вход второго канала	24	–Е пит "	Выходы напряжений питания силовой части драйвера второго канала
4	ВХ2 «–»	Инверсный управляющий вход второго канала	25	Вых1"	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени включения управляемого транзистора второго канала
3	СТ «+Е пит »9	Статус питающего напряжения выходного каскада второго канала	26	Вых2"	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени выключения управляемого транзистора второго канала
2	Сз9	Вход для подключения дополнительного конденсатора (настройка времени задержки переключения)второго канала	27	ИК1"	Вход контроля напряжения насыщения с настройкой порога и времени блокировки второго канала
1	СТ9	Статусный выход аварии на управляемом транзисторе второго канала	28	ИК"	Измерительный коллектор для контроля напряжения насыщения на управляемом транзисторе второго канала

Приборы обоих типов МД1ХХХ и МД2ХХХ обеспечивают формирование сигналов управления затворами транзисторов с регулируемой раздельно величиной зарядного и разрядного токов, с требуемыми динамическими параметрами, обеспечивают контроль напряжений и защиту затворов транзисторов в случае недостаточного или избыточного напряжения на них. Оба типа приборов контролируют напряжение насыщения управляемого транзистора и производят плавное аварийное отключение нагрузки в критических ситуациях, формируя сигнал с оптронной развязкой, сигнализирующий об этом. В дополнение к этим функциям приборы серии МД1ХХХ обладают возможностью контроля тока через управляемый транзистор с помощью внешнего токоизмерительного резистора - «шунта». Такие резисторы, обладающие сопротивлениями от 0,1 до нескольких мОм и мощностями в десятки и сотни Вт, выполненные на керамических основаниях в виде полос нихрома или манганина точной геометрии с подгонкой номинала, также разработаны ООО «Электрум АВ ». Более подробную информацию о них можно найти на сайте www.orel.ru/voloshin .

Таблица 5. Основные электрические параметры

Входная схема
		мин.	тип.	макс.
Напряжение питания,В		4,5	5	18
Ток потребления,мА		не более 80 без нагрузки не более 300мА с нагрузкой
Входная логика		КМОП 3 –15 В,ТТЛ
Ток по входам управления,мА		не более 0,5
Напряжение на выходе ст,В		не более 15
Выходной ток по выходу ст,мА		не менее 10
Выходная схема
Пиковый выходной ток,А
МД215		не более 1,5
МД250		не более 5,0
МД280		не более 8,0
Выходной средний ток,мА		не более 40
Максимальная частота переключения,кГц		не менее 100
Скорость изменения напряжения,кВ/мкс		не менее 50
Максимальное напряжение на управляемом транзисторе,В		не менее 1200
DC/DC преобразователь
Выходные напряжения,В		не менее 15
Мощность,Вт		не менее 1 не менее 6 (для моделей с индексом М)
КПД		не менее 80%
Динамические характеристики
Задержка вход выход t вкл,мкс		не более 1
Задержка защитного отключения t выкл,мкс		не более 0,5
Задержка включения статуса,мкс		не более 1
Время восстановления после срабатывания защиты,мкс		не более 10
		не менее 1 (задается емкостями Сt,Сt")
Время срабатывания схемы защиты по напряжению насыщения при включении транзистора tблок,мкс		не менее 1
Пороговые напряжения
		мин.	тип.	макс.
Порог срабатывания защиты по недостаточному E питания,В		10,4	11	11,7
Схема защиты по напряжению насыщения управляемого транзистора обеспечивает отключение выхода и формиро вание сигнала СТ при напряжении на входе «ИК »,В		6	6,5	7
Изоляция
Напряжение изоляции сигналов управления относительно силовых сигналов,В		не менее 4000 переменного напряжения
Напряжение изоляции DC/DC преобразователя,В		не менее 3000 постоянного напряжения

Предлагаемые драйверы позволяют управлять транзисторами с высокой частотой (до 100 кГц), что позволяет добиваться очень высоких эффективностей преобразовательных процессов.

Приборы серии МД2ХХХ имеют встроенный блок входной логики, позволяющий управлять сигналами с различной величиной от 3 до 15 В (КМОП)и стандартными ТТЛ-уровнями, обеспечивая при этом идентичный уровень сигналов управления затворами транзисторов и формируя настраиваемую с помощью внешних конденсаторов длительность задержки переключения верхнего и нижнего плеча полумоста, что позволяет обеспечить отсутствие сквозных токов.

Особенности применения драйверов на примере устройства МД2ХХХ

Краткий обзор

Модули драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П - универсальные модули управления, предназначенные для переключения IGBT и мощных полевых транзисторов.

Все типы МД2ХХХ имеют взаимно совместимые контакты и отличаются только уровнем максимального импульсного тока.

Типы МД с более высокими мощностями - МД250, МД280, МД250П, МД280П хорошо подходят для большинства модулей или нескольких параллельно соединенных транзисторов, используемых на высоких частотах.

Модули драйвера ряда МД2ХХХ представляют собой полное решение проблем управления и защиты для IGBT и мощных полевых транзисторов. Фактически никакие дополнительные компоненты не требуются ни во входной, ни в выходной части.

Действие

Модули драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П для каждого из двух каналов содержат:

• входную схему, обеспечивающую согласование уровней сигналов и защитную задержку переключения;
• электрическую изоляцию между входной схемой и силовой (выходной) частью;
• схему управления затвором транзистора; на открытом транзисторе;
• схему контроля уровня напряжения питания силовой части драйвера;
• усилитель мощности;
• защиту от выбросов напряжения в выходной части драйвера;
• электрически изолированный источник напряжения - конвертер DC//DC (только для модулей с индексом П)

Оба канала драйвера работают независимо друг от друга.

Благодаря электрической изоляции, осуществляемой с помощью трансформаторов и оптронов (подвергаемых испытательному напряжению 2650 В переменного напряжения частотой 50 Гц в течении 1 мин.) между входной схемой и силовой частью, а также чрезвычайно высокой скоростью нарастания напряжения - 30 кВ/мкс, модули драйверов применяются в схемах с большими потенциальными напряжениями и большими потенциальными скачками, происходящими между силовой частью и схемой контроля (управления).

Очень короткие времена задержки драйверов ряда МД2ХХХ позволяют использовать их в высокочастотных источниках питания, высокочастотных конвертерах и конвертерах резонанса. Благодаря чрезвычайно коротким временам задержки они гарантируют безаварийную работу при управлении мостом.

Одна из основных функций драйверов ряда МД2ХХХ - гарантия надежной защиты управляемых силовых транзисторов от короткого замыкания и перегрузки. Аварийное состояние транзистора определяется с помощью напряжения на коллекторе силового транзистора в открытом состоянии. Если превышен порог, определенный пользователем, силовой транзистор выключается и остается заблокированным до окончания активного уровня сигнала на управляющем входе. После этого транзистор может быть снова включен подачей активного уровня на управляющий вход. Эта концепция защиты широко используется для надежной защиты IGBT-транзисторов.

Функциональное назначение выводов

Выводы 14 (ВХ1 «+»),13 (ВХ1 «–»)

Выводы 13 и 14 являются управляющими входами драйвера. Управление осуществляется подачей на них логических уровней ТТЛ. Вход Вх1 «+» является прямым, то есть при подаче на него логической 1 происходит открытие силового транзистора, а при подаче 0 - его закрытие. Вход Вх1 «–» является инверсным, то есть при подаче на него логической 1 происходит закрытие силового транзистора, а при подаче 1 - его открытие. Обычно Вх1 «–» подключается к общему проводнику входной части драйвера, а по входу Вх1 «+» производится управление им. Инвертирующее и неинвертирующее включение драйвера представлено на рис.10.

В таблице 6 приведена диаграмма состояния одного канала драйвера.

Электрическая изоляция между входной и выходной частью драйвера на этих выводах осуществляется с помощью оптронов. Благодаря их применению исключается возможность воздействия переходных процессов, возникающих на силовом транзисторе, в схему управления.

Таблица 6. Диаграмма состояний одного канала драйвера

Вх1+	Вх1–	Напряжение на затворе транзистора	Напряжение насыщения транзистора >нормы	Ст	Ст «+Е пит »	Вых
Х	Х	+	Х	Х	L	L
x	x	x	+	l	Н	l
l	x	x	x	x	Н	l
x	H	x	x	x	H	l
H	l	-	-	H	H	H

Входная схема имеет встроенную защиту, исключающую открытие обоих силовых транзисторов полумоста одновременно. Если на управляющие входы обоих каналов подать активный управляющий сигнал, то произойдет блокирование схемы, и оба силовых транзистора будут закрыты.

Модули драйвера должны располагаться как можно ближе к силовым транзисторам и соединяться с ними максимально короткими проводниками. Входы Вх1 «+» и Вх1 «–» могут быть соединены со схемой управления и контроля проводниками длиной до 25 см.

Причем проводники должны идти параллельно. Кроме того, входы Вх1 «+» и Вх1 «–» можно соединить со схемой управления и контроля с помощью витой пары. Общий проводник к входной схеме должен всегда подводиться отдельно для обоих каналов для обеспечения надежной передачи управляющих импульсов.

Принимая во внимание, что надежная передача управляющих импульсов происходит в случае очень длинного импульса, то полная конфигурация должна быть проверена в случае минимально короткого управляющего импульса.

Вывод 12 (СТ «+Е пит »)

Вывод 12 является статусным выходом, подтверждающим наличие питания (+18 В) на выходной (силовой) части драйвера. Он собран по схеме с открытым коллектором. При нормальной работе драйвера (наличии питания и достаточном его уровне) статусный вывод соединяется с общим выводом управляющей схемы с помощью открытого транзистора. Если этот статусный вывод подключить по схеме, представленной на рис.11, то аварийной ситуации будет соответствовать высокий уровень напряжения на нем (+5 В). Нормальной работе драйвера будет соответствовать низкий уровень напряжения на этом статусном выводе. Типовое значение протекающего тока через статусный вывод соответствует 10 мА, следовательно, номинал резистора R рассчитывается по формуле R =U/0,01,

где U - питающее напряжение. При снижении напряжения питания ниже 12 В происходит выключение силового транзистора и блокировка работы драйвера.

Вывод 11 (Сз)

К выводу 11 подключается дополнительный конденсатор, увеличивающий время задержки между входным и выходным импульсом tвкл на драйвере. По умолчанию (без дополнительного конденсатора) это время ровно 1 мкс, благодаря чему на импульсы короче 1 мкс драйвер не реагирует (защита от импульсных помех). Основным назначением этой задержки является исключение возникновения сквозных токов, возникающих в полумостах. Сквозные токи вызывают разогрев силовых транзисторов, срабатывание аварийной защиты, увеличивают потребляемый ток, ухудшают КПД схемы. Благодаря введению этой задержки обоими каналами драйвера, нагруженного на полумост, можно управлять одним сигналом в форме меандра.

К примеру, модуль 2MBI 150 имеет задержку по выключению 3 мкс, следовательно, чтобы исключить возникновение сквозных токов в модуле при совместном управлении каналами, нужно поставить дополнительную емкость не менее 1200 пФ на оба канала.

Для снижения влияния окружающей температуры на время задержки необходимо выбирать конденсаторы с малым ТКЕ.

Вывод 10 (СТ)

Вывод 10 является статусным выходом аварии на силовом транзисторе первого канала. Высокому логическому уровню на выходе соответствует нормальная работа драйвера, а низкому уровню - авария. Авария возникает в случае превышения напряжения насыщения на силовом транзисторе порогового уровня. Максимальный ток, протекающий по выходу, составляет 8 мА.

Вывод 9 (БЛОК)

Вывод 6 является управляющим входом драйвера. При подаче на него логической единицы происходит блокировка работы драйвера и подача запирающего напряжения на силовые транзисторы. Вход блокировки является общим для обоих каналов. Для нормальной работы драйвера надо подать на этот вход логический ноль.

Вывод 8 не используется.

Выводы 7 (+5 В) и 6 (общий)

Выводы 6 и 7 являются входами для подключения питания к драйверу. Питание осуществляется от источника мощностью 8 Вт и выходным напряжением 5 ± 0,5 В. Питание необходимо подключить к драйверу проводниками небольшой длины (для уменьшения потерь и увеличения помехозащищенности). В случае, если соединяющие проводники имеют длину более 25 см, необходимо между ними как можно ближе к драйверу ставить помехоподавляющие емкости (керамический конденсатор емкостью 0,1 мкФ).

Вывод 15 (ИК)

Вывод 15 (измерительный коллектор) подключается к коллектору силового транзистора. Через него осуществляется контроль напряжения на открытом транзисторе. В случае КЗ или перегрузки напряжение на открытом транзисторе резко возрастает. При превышении на коллекторе транзистора порогового значения напряжения происходит запирание силового транзистора и срабатывает статус аварии СТ. Временные диаграммы процессов, протекающих в драйвере при срабатывании защиты, приведены на рис.7. Порог срабатывания защиты можно снизить подключением последовательно соединенных между собой диодов, причем пороговая величина напряжения насыщения U нас. пор.=7 –n U пр.VD , где n - количество диодов, U пр.VD - падение напряжения на открытом диоде. В случае, если питание силового транзистора осуществляется от источника 1700 В, необходимо установить дополнительный диод напряжением пробоя не ниже 1000 В. Катод диода подключается к коллектору силового транзистора. Время срабатывания защиты можно регулировать с помощью вывода 16-ИК1.

Вывод 16 (ИК1)

Вывод 16 (измерительный коллектор) в отличие от вывода 15 не имеет встроенного диода и ограничительного резистора. Он необходим для подключения конденсатора, который определяет время срабатывания защиты по напряжению насыщения на открытом транзисторе. Эта задержка необходима для того, чтобы исключить влияние на схему помехи. Благодаря подключению конденсатора время срабатывания защиты увеличивается пропорционально емкости t блокировки =4 С U нас. пор., где C - емкость конденсатора, пФ. Это время суммируется со временем внутренней задержки драйвера t выкл(10%)=3 мкс. По умолчанию в драйвере стоит емкость С =100 пФ, следовательно, задержка срабатывания защиты составляет t =4 100 6,3+t выкл (10%)=5,5 мкс. В случае необходимости это время можно увеличивать, подключая емкость между 16 выводом и общим проводом питания силовой части.

Выводы 17 (вых.2)и 18 (вых.1)

Выводы 17 и 18 являются выходами драйвера. Они предназначены для подключения силовых транзисторов и регулировки времени их включения. По выводу 17 (вых.2) происходит подача положительного потенциала (+18 В) на затвор управляемого модуля, а по выводу 18 (вых.1)- отрицательного потенциала (–5 В). В случае необходимости обеспечения крутых фронтов управления (порядка 1 мкс) и не очень большой мощности нагрузки (два модуля 2MBI 150, включенных параллельно) допустимо прямое соединение этих выходов с управляющими выводами модулей. Если нужно затянуть фронты или ограничить ток управления (в случае большой нагрузки), то модули необходимо подключать к выводам 17 и 18 через ограничивающие резисторы.

В случае превышения напряжения насыщения порогового уровня происходит защитное плавное снижение напряжения на затворе управляющего транзистора. Время снижения напряжения на затворе транзистора до уровня 90%t выкл (90%)=0,5мкс, до уровня 10%t выкл(10%)=3 мкс. Плавное снижение выходного напряжения необходимо для того, чтобы исключить возможность возникновения скачка напряжения.

Выводы 19 (–E пит), 20 (Общ.) и 21 (+E пит)

Выводы 19, 20 и 21 являются выходами питания силовой части драйвера. На эти выводы поступает напряжение с DC/DC-преобразователя драйвера. В случае использования драйверов типа МД215, МД250, МД280 без встроенных DC/DC-конверторов сюда подключаются внешние источники питания: 19 вывод –5 В, 20 вывод - общий, 21 вывод +18 В на ток до 0,2 А.

Расчёт и выбор драйвера

Исходными данными для расчета является входная емкость модуля С вх или эквивалентный заряд Q вх, входное сопротивление модуля R вх, размах напряжения на входе модуля.U =30 В (приводятся в справочной информации по модулю), максимальная рабочая частота, на которой работает модуль f max.

Необходимо найти импульсный ток, протекающий через управляющий вход модуля Imax, максимальную мощность DC/DC-преобразователя P.

На рис.16 приведена эквивалентная схема входа модуля, которая состоит из емкости затвора и ограничивающего резистора.

Если в исходных данных задан заряд Q вх, то необходимо пересчитать его в эквивалентную входную емкость C вх =Q вх /D U.

Реактивная мощность, выделяемая на входной емкости модуля, рассчитывается по формуле Рс =f Q вх D U. Общая мощность DC/DC-преобразователя драйвера Р складывается из мощности, потребляемой выходным каскадом драйвера Рвых, и реактивной мощности, выделяемой на входной емкости модуля Рс: Р =Р вых +Рс.

Рабочая частота и размах напряжения на входе модуля при расчетах взяты максимальными, следовательно, получена максимально возможная при нормальной работе драйвера мощность DC/DC-преобразователя.

Зная сопротивление ограничивающего резистора R, можно найти импульсный ток, протекающий через драйвер: I max =D U/R.

По результатам расчетов можно произвести выбор наиболее оптимального драйвера, необходимого для управления силовым модулем.

Драйверы полевых транзисторов

Драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов - устройства для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Они используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами.

Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и их схем управления. Доминирующим направлением в энергетической электронике является повышение рабочих частот конверторов, входящих в состав импульсных источников питания. Преобразование электроэнергии на более высоких частотах позволяет улучшить удельные массогабаритные характеристики импульсных трансформаторов, конденсаторов и дросселей фильтров. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами надо еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены мощные высокоскоростные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов. Драйверы имеют высокие выходные токи (до 9 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Классификация драйверов приведена на рисунке 2.15.

Рисунок 2.15 -Классификация драйверов

Драйвер должен иметь, по крайней мере, один внешний вывод (в двухтактных схемах два), который относится к обязательным. Он может служить как предварительным импульсным усилителем, так непосредственно ключевым элементом в составе импульсного источника питания.

В качестве управляемого прибора в силовых схемах различного назначения могут применяться биполярные транзисторы, МОП – транзисторы и приборы триггерного типа (тиристоры, симисторы). Требования, предъявляемые к драйверу, осуществляющему оптимальное управление в каждом из этих случаев различны. Драйвер биполярного транзистора должен управлять током базы при включении и обеспечивать рассасывание неосновных носителей в базе на этапе выключения. Максимальные значения тока управления при этом мало отличаются от усредненных на соответствующем интервале. МОП – транзистор управляется напряжением, однако в начале интервалов включения и выключения драйвер должен пропускать большие импульсные токи заряда и разряда емкостей прибора. Приборы же триггерного типа требуют формирования короткого импульса тока только в начале интервала включения, поскольку выключение (коммутация) у наиболее распространенных приборов происходит по основным, а не управляющим электродам. Всем этим требованиям в той или иной степени должны удовлетворять соответствующие драйверы.

На рисунках 2.16…2.18 представлены типовые схемы включения биполярного и полевого МОП – транзисторов с использованием одного транзистора в драйвере. Это так называемые схемы с пассивным выключением силового транзистора. Как видно из рисунка, по структуре драйвера схемы эти вполне идентичны, что позволяет использовать одни и те же схемы для управления транзисторами обоих типов. В этом случае рассасывание носителей, накопленных в структуре транзистора, происходит через пассивный элемент – внешний резистор. Сопротивление его, шунтирующее управляющий переход не только при выключении, но и на интервале включения, не может быть выбрано слишком малым, что ограничивает скорость рассасывания заряда.

Для увеличения быстродействия транзистора и создания высокочастотных ключей необходимо снизить сопротивление цепи сброса заряда. Это осуществляется с помощью транзистора сброса, включаемого только на интервале паузы. Соответствующие схемы управления биполярным и МОП – транзисторами представлены на рисунке 2.17.

МОП (по буржуйски MOSFET ) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной , по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314 , способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:

Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или I D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это V GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I D от V DS при разных значениях V GS . И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t on ,t off , в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора C iss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО . Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги:).