Методы формирования однополосных сигналов. Принципы формирования групповых сигналов в многоканальных системах передачи

19.07.2019

Владельцы патента RU 2660126:

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей и её коррекцией. Техническим результатом является уменьшение погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включает формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей сигнала и его коррекции.

Из уровня техники известны способы формирования навигационного сигнала ГЛОНАСС, в частности способ формирования группового сигнала ГЛОНАСС (см. статья А.Ю.Середа, К.В. Детюк «Бортовой информационно-навигационный комплекс КА «ГЛОНАСС-К». Инженерный вестник Дона №3, том.21, 2012, стр.115-119, Издательство Северо-Кавказский научный центр высшей школы федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования Южный федеральный университет) при помощи которого осуществляется формирование и излучение навигационных сигналов с частотным разделением в диапазонах L1, L2, а именно сигналов с открытым доступом L1OF, L2OF, и сигналов с санкционированным доступом L1SF, L2SF, также при помощи него осуществляется формирование и излучение навигационного сигнала с кодовым подразделением в диапазоне L3, а именно сигнала с открытым доступом L3OC.

Недостатком указанного в качестве наиболее близкого аналога способа является то, что при помощи него невозможно формировать и излучать сигнал с кодовым разделением в диапазонах L1, L2, что порождает дополнительные взаимные задержки между формируемыми сигналами с частотным и кодовым разделением, приводя к погрешности формирования сигнала.

Техническим результатом заявленного изобретения является обеспечение уменьшения погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной.

Технический результат достигается за счет создания способа формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включающего формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

В частном варианте выполнения для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

В другом частном варианте выполнения для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

Заявленное изобретение проиллюстрировано следующими схемами:

Фиг.1 –структурная схема формирователя группового навигационного сигнала ГЛОНАСС.

Фиг. 2–схема формирования выровненного сигнала.

На чертежах обозначено следующее:

1 - Бортовое синхронизирующее устройство;

2 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L1 с частотным и кодовым разделениями;

3 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L2 с частотным и кодовым разделениями;

4 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L3 с кодовым разделениями;

5 - Усилитель мощности;

6 - Режекторный фильтр;

7 - Триплексер;

8 - Антенна.

Заявленный способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС может быть реализован следующим образом.

Общая ширина полосы, в которой расположены все навигационные сигналы системы ГЛОНАСС, составляет более 400 МГц. Для формирования сигналов ГЛОНАСС предлагается формировать и усиливать групповые сигналы в каждом частотном диапазоне по отдельности.

Заявленный способ реализуется посредством излучения сигнала через одну антенну и базируется на принципиально новом методе формирования группового навигационного сигнала, объединяющего кодовые и частотные радиосигналы, характеризующегося неглубокой амплитудной модуляцией и незначительными энергетическими потерями (фиг.1).

Метод формирования группового радиосигнала, объединяющего сигналы с кодовым и частотным разделениями, рассматривается на примере радиосигнала диапазона L1 как наиболее сложного. Спектры сигналов перекрываются, поэтому сложить их на входе антенны после УМ без потерь мощности невозможно.

Для минимизации потерь сигналы суммируются на входе УМ. При этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию. При отношении мощностей кодового и частотного сигналов 2:1 отношение максимальной амплитуды к минимальной будет равно 6. Следовательно, усилитель мощности должен иметь линейную амплитудную характеристику в диапазоне 16 дБ. Такой усилитель будет иметь КПД не лучше 20 процентов.

Теоретически показано, что синтезированный методом оптимального выравнивания суммарный групповой сигнал обеспечивает минимум потерь мощности формируемого сигнала. Групповой сигнал с неглубокой амплитудной модуляцией (АМ) может быть реализован ценой потери мощности не более 20%. Необходимо оценить, какие искажения и потери возникнут при аппаратной реализации метода на реальных схемах с учётом ограничений по быстродействию и разрядности цифроаналоговых устройств.

Основные операции происходят в преобразователе, который убирает АМ, и конвертере, который переносит групповой сигнал на несущую частоту. Все сигналы представляются в комплексной форме. Преобразователь, далее называемый выравнивателем, построенный на ПЛИС, должен свести АМ к минимуму, сохранив структуру обоих сигналов. Естественно, при этом возникнут комбинационные составляющие сигнала как следствие нелинейного преобразования. Спектр этих составляющих будет накладываться на спектр основных сигналов. Поэтому при усилении группового сигнала в УМ часть мощности перераспределится на них. Отсюда следует первый критерий оптимизации структуры выравнивателя – минимизация потерь. При преобразовании сигнала в конвертере может возникнуть второй источник потерь – зеркальный канал, который при невысокой частоте F пч, может оказаться в полосе пропускания УМ. Поэтому структура конвертера в сочетании с выравнивателем должна обеспечить подавление зеркального канала не менее 23 дБ, чтобы потери на зеркальный канал были менее 1%.

После прохождения группового сигнала через УМ отношение может измениться, если после выравнивателя останется какая-то амплитудная модуляция. Степень изменения будет зависеть от глубины остаточной модуляции.

Рассмотрим схему формирования выровненного сигнала (фиг.2), в основе которой лежит преобразование комплексного сигнала x в соответствии с определением функции sign:

При реализации такой схемы выравнивания сигналов возможна проблема, связанная с вычислительной сложностью операции sign для комплексных чисел. Для этой цели предлагается использовать следующую аппроксимацию для вычисления :

Величины I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой частей комплексного числа x. Таким образом, модуль этих величин определяется простой операцией отброса знака.

Если точности этой аппроксимации недостаточно, то значение можно вычислить:

В этом случае вычислительную трудность будет представлять операция вычисления квадратного корня. Эту операцию, как и операцию деления, можно выполнять табличным способом.

Предложенный способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС позволяет решить задачу использования метода цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1 и L2, которые можно излучать одной антенной, уменьшить погрешность измерений, повысить пропускную способность межспутниковой радиолинии, совершенствовать радиосигнал межспутниковой радиолинии и аппаратуру приёма сигнала, что обеспечивает повышение скорости передачи по радиолинии в несколько раз.

1. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС, включающий формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

2. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС по п.1, отличающийся тем, что для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

где I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой части комплексного числа x.

3. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС по п.1, отличающийся тем, что для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

где I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой частей комплексного числа x.

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиосвязи и может использоваться при построении адаптивных систем и комплексов КВ радиосвязи. Технический результат заключается в повышении пропускной способности адаптивной системы связи с OFDM сигналами.

Изобретение относится к технике радиосвязи при передаче массивов информации в цифровом формате. Технический результат состоит в обеспечении оптимальной скорости и дальности связи путем варьирования частотой передачи в зависимости от условий связи в канале.

Изобретение относится к спутниковой системе связи, в частности к системе управления космическим аппаратом (КА) и предназначено для исключения искажения команд управления, передаваемых с наземного комплекса управления (НКУ) на борт КА, вызванного узкополосной помехой.

Изобретение относится к области слежения за полетом космических аппаратов (КА) и может быть использовано в командно-измерительной системе (КИС) спутниковой связи. Способ включает передачу с наземного сегмента управления КИС по линии «Земля - КА» сигналов, содержащих команды управления КА.

Изобретение относится к области радиопередающих устройств и может быть использовано в составе бортовой аппаратуры космических аппаратов. Достигаемый технический результат - уменьшение величины продуктов интермодуляционных искажений третьего порядка, малые затраты ресурсов на реализацию.

Изобретение относиться к технологиям передачи данных и, в частности, к технологии управления мощностью. Техническим результатом является обеспечение возможности передачи отчетов о запасе мощности объединенных несущих UE в сценарии с множеством несущих таким образом, что базовая станция может надежно управлять мощностью передачи UE, и поэтому улучшается надежность и пропускная способность системы.

Изобретение относится к способу конфигурации сигнализации зондирующего опорного сигнала. Технический результат направлен на то, чтобы узел абонентского оборудования апериодически передавал зондирующий опорный сигнал (SRS), что повышает коэффициент использования ресурсов SRS и гибкость планирования ресурсов.

Изобретение относится к определению местоположения транспортного средства (ТС). Техническим результатом является надежная идентификация радиолокационных целей за счет исключения влияния погрешности счислимого места ТС и систематической ошибки курсоуказателя на результаты опознавания целей.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов передачи.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области радионавигации, и может быть использовано при построении приемников Глобальных Навигационных Спутниковых Систем (ГНСС)., Достигаемый технический результат – повышение чувствительности, точности и помехозащищенности мультисистемного приемника ГНСС.

Изобретение относится к области позиционирования. Техническим результатом является повышение точности позиционирования в здании, например, при спасательных операциях или во время работы пожарных. Предложен способ позиционирования, относительно координирующего устройства (50) связи, группы подчиненных устройств (10, 20, 30, 40, 50) связи, при этом способ содержит этапы, на которых: передают при помощи координирующего устройства (50) через средства (12, 22, 32, 42, 52) беспроводной цифровой связи в каждое подчиненное устройство (10, 20, 30, 40, 50) таблицу идентификации; передают при помощи каждого устройства (10, 20, 30, 40, 50) его подпись UWB; анализируют при помощи каждого устройства принятые подписи UWB и определяют расстояния, отделяющие указанное устройство (10,20,30,40,50) от каждого из других устройств (10, 20, 30, 40, 50); передают при помощи каждого подчиненного устройства (10, 20, 30, 40) в координирующее устройство (50) расстояния, отделяющие указанное подчиненное устройство (10, 20, 30, 40) от каждого из других устройств (10, 20, 30, 40, 50); определяют при помощи координирующего устройства (50) относительные положения подчиненных устройств (10, 20, 30, 40). 2 н. и 9 з.п. ф-лы, 8 ил.

Сигнал на выходе ПП пропорционален измеряемой величине, и его нужно сравнивать с эталонным сигналом. В качестве эталонных используются специально сформированные сигналы или, как это делается в механических и электромеханических приборах, позиционные М П, скоростные М С, ускорительные М УС моменты, т. е. моменты, пропорциональные положению, скорости и ускорению подвижной системы указателя. Эталонные сигналы могут быть созданы упругими (пружинами, мембранами), демпфирующими и инерционными элементами, а также сформированы с помощью обратной связи или функциональных устройств.

Рис. 3.5. Обобщенная функциональная схема прибора

На схеме прибора (рис. 3.5) сигнал х преобразуется в первичном преобразователе ПП в сигнал F x , который сравнивается с эталонным сигналом , где создаются соответственно пружиной П , демпфером Д, инерционными силами подвижных элементов и устройством обратной связи (преобразователь Пр, усилитель Ус и моментный двигатель МД). Выходным сигналом прибора является угол φ отклонения стрелки.

Из структуры выражения видно, что любой из моментов может быть заменен моментом обратной связи, имеющим ту же зависимость от . Так, например, если , то он может заменить М П, и тогда получаем прибор с электрической пружиной. Если , то он заменяет момент М с, и прибор имеет электрический демпфер и т. д.

Уравнение движения прибора представим в виде

Для движущего и эталонных моментов можно написать

где - коэффициенты движущего, позиционного, скоростного и инерционного моментов; - оператор, формируемый в контуре обратной связи.

Подставляя (3.14) в (3.13), получим

На рис. 3.6 представлена структурная схема, эквивалентная уравнению (3.15). Звено с бесконечно большим коэффициентом усиления соответствует точному выполнению условия компенсации F x = F y .

Рис. 3.6. Структурная схема прибора

В соответствии с уравнением (3.15) передаточная функция W(р) и чувствительность S прибора будут

Рассмотрим частные случаи. В электромеханическом приборе без обратной связи (k(p)= 0) получаем

где - чувствительность прибора; - собственная частота; - относительное затухание.

Система, имеющая передаточную функцию вида (3.17), называется колебательным звеном, параметрами которого являются

Если в выражении (3.17) k П = 0 (отсутствие пружины), то прибор становится интегрирующим

где - чувствительность; - постоянная времени.

Выражение (3.18) получено в предположении, что выходом прибора является угол φ . Если в качестве выходного сигнала взять угловую скорость φ , то передаточная функция примет вид

(3.19)

Система, имеющая передаточную функцию вида (3.19), называется инерционным звеном.

При отсутствии в приборе пружины и демпфера (k П = k С = 0) получаем дважды интегрирующий прибор

(3.20)

Оператор k(p) можно сформировать в различном виде. Если k(p)=k 0 , то, как следует из выражения (3.16), коэффициенты k 0 и k П равнозначны. Поэтому, как отмечено выше, можно считать k П = 0и получить требуемый позиционный сигнал за счет обратной связи, которая в этом случае выполняет роль электрической пружины. Если взять k(p)=k 0 + kp, то можно обойтись в приборе без пружины и без механического демпфера.

Преимущество приборов с электрическими пружиной и демпфером состоит в том, что обеспечивается высокая стабильность параметров прибора и упрощается его настройка и регулировка. Возможности приборов с электрической обратной связью этим не исчерпываются. Если в цепь обратной связи включить корректирующий контур, то можно получить требуемую частотную характеристику прибора. Можно, например, скорректировать динамические погрешности в заданном диапазоне частот. Если в приборе необходимо реализовать зависимость φ = F(x), то в цепь обратной связи следует включить функциональный элемент , где f - функция, обратная требуемой функции F x .

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Измерительные цепи прямого преобразования состоят из преобразователей, соединенных последовательно или параллельно согласно (см. рис. 3.4, а, б).

Приборы с этими цепями просты, надежны, имеют малые массу, габаритные размеры и стоимость, обладают хорошим быстродействием. Однако погрешности их велики. Основной путь снижения погрешностей цепей прямого преобразования - снижение погрешностей каждого преобразователя, что сложно, дорого и трудоемко. Цепи прямого преобразования применяются с генераторными, параметрическими ирадиационными первичными преобразователями.

При построении измерительных цепей используются: 1) принцип согласования сопротивлений, при котором обеспечивается передача максимальной мощности от предыдущего преобразователя к последующему; 2) принцип холостого хода, когда входное сопротивление последующего преобразователя значительно больше выходного сопротивления предыдущего преобразователя, при этом обеспечиваются минимальные потери информации.

Оба эти принципа находят применение в приборостроении. В последнее время при создании точных приборов второй принцип находит преимущественное распространение.

Для передачи и последующей обработки первичное сообщение нанести на подходящий материальный носитель, чаще всего для этого используются процессы электромагнитной природы информации необходимо, имеющие непрерывный (гармонический) или же дискретный характер в виде последовательности импульсов.

Процесс нанесения информации на переносчик заключается или сводится к изменению характеристик используемого процесса в соответствии с первичным сообщением.

Параметры, которые используются для нанесения информации наз0ываются информационными.

Процесс управления информационными параметрами переносчика, называется модуляцией.

Обратная операция, заключающаяся в восстановлении исходного сообщения, называется демодуляцией.

Физическая реализация этих операций осуществляется с помощью функциональных преобразователей сигналов, называемых модуляторами и демодуляторами. Обычно эти устройства, рамках используемой информационной системы, образует взаимосвязанную пару, т.е. модель, работающую совместно с генератором сигналов переносчиков.

В зависимости от вида и числа используемых информационных параметров, процесса-переносчика, могут применяться различные виды модуляции.

В зависимости от числа возможных информационных параметров и характера их поведения во времени, переносчики информации можно поделить на три типа:

1. Стационарные – это переносчики, которые характеризуются наличием в отсутствии модуляции постоянства во времени своего исходного состояния.

Такие переносчики имеют фактически один информационный параметр, а именно уровень.

2. Гармонические процессы (колебания или волны) к которым относятся процессы, происходящие в отсутствии модуляции по гармоническому закону.

Утаких носителей в качестве информационных параметров могут использоваться амплитуда, частота и фаза. В соответствии с этим различают амплитудную модуляцию и частотную модуляцию.

3. Импульсные последовательности.

При использовании переносчиков третьего типа возникает вероятность наиболее широкого ассортимента использования методов модуляции.

Квантование сигналов

Передача информации в информационных управляющих системах может осуществляться, как с помощью непрерывных, так и дискретных сигналов.

Использование дискретных сигналов в некоторых случаях оказывается более предпочтительным, так как дискретные сигналы меньше подвижны искажениям при передаче, эти искажения легче обнаруживаются.

А самое главное дискретные сигналы более удобны для использования и обработки цифровыми устройствами информационных систем.

С другой стороны большинство первичных сигналов, снимаемых с датчиков, являются непрерывными, в связи с этим возникает проблема эффективного преобразования непрерывных сигналов в дискретных и наоборот.

Процесс процедуры преобразования непрерывной физической величины в дискретную, называется квантованием.

Лекция № 5

Принято различать следующие виды квантования.

1) Квантование по уровню, при этом непрерывная функция, описывающая первичный сигнал заменяется ее отдельными значениями, отстоящим друг от друга на некоторый конечный интервал (уровень). Соответственно, мгновенные значения функции заменяются ее ближайшими дискретными значениями, называемыми уровнями квантования, интервал между двумя соседними значениями уровнями, называется шагом квантования. Шаг квантования может быть как постоянным (равномерное квантование), либо переменным (неравномерным квантованием). Точность преобразования непрерывного дискретного сигнала зависит от величины шага квантования. Эта точность оценивается расхождением между истинным значением функции и квантованным. Величина этого расхождения называется ошибкой (шум квантования).

При передаче сигнала по каналу связи на этот сигнал могут воздействовать те или иные помехи, искажающие этот первичный сигнал. Если при этом известно максимальное значение этой помехи
, то можно выбрать шаг квантования
и вторично проквантовать сигнал по прием стороне, то можно очистить принятый сигнал от влияния помех, поскольку
.

Таким образом, повторное квантование позволяет восстановить искаженный помехой сигнал. Однако надо иметь в виду, что при этом ошибка квантования сохраняется. Положительным моментом при этом является то, что ошибка квантования заранее известна. Таким образом, удается избежать накопления помех и качество передачи сигналов возрастает.

2) Квантование по времени (дискретизация). В этом случае непрерывная функция
заменяется ее отдельными значениями времени в фиксированные моменты времени. Отчеты значений первичного сигнала производятся через некоторый промежуток
, этот интервал называется шагом квантования. Чем меньше выбран интервал
, тем больше точка на приемной стороне сможет быть восстановлена передаваемая функция. С другой стороны, при смешанном мелком шаге дискретизация
снижается скорость передачи данных, также повышается требования к полосе пропускания канала связи.

При смешанном крупном шаге квантования существенно уменьшается точность воспроизведения функции на приеме.

3) Квантование по уровню и времени. В ряде случаев, оказывается, целесообразно использовать смешанный вид квантования по уровню. В этом случае сигнал предварительно квантуется по уровню, а отчеты получившегося квантования сообщения производят через заданный промежуток времени. При этом запишем:

Процесс формирования сигнала в радиоканале осуществляется в несколько этапов:

Аналого-цифровое преобразование;

Кодирование речи;

Канальное кодирование;

Модуляция.

В процессе аналого-цифрового преобразования аналоговый речевой сигнал, ограниченный полосой частот от 300 до 3400 Гц, за счет дискретизации (частота дискретизации равняется 8 кГц) превращается в амплитудно-импульсно-модулированный сигнал (АИМ). Дальше каждая из 8 дискрет АИМ-сигнала кодируется разрядным двоичным кодом, т.е. АИМ-сигнал превращается в ИКМ-сигнал. В результате на выходе аналого-цифрового преобразователя (АЦП) формируется поток, скорость которого равняется 64 кбит/с.

Из выхода АЦП оцифрованный речевой сигнал поступает на кодер речи. Кодирование речи в стандарте GSM осуществляется в рамках системы прерывчатой передачи языка (DTX), что обеспечивает включение в работу передатчика только на время разговора и отключает его в паузах и в конце разговора. Одним из основных заданий кодирования речи есть сжатие речевого сигнала с целью снижения скорости передачи. Применение при кодировании в стандарте GSM вокодерных методов на основе метода линейного предесказания (ЛП) разрешает снизить скорость передачи с 64 до 13 кбит/с. Кодированию подвергаются отрезки речевого сигнала по 20мс. За этот интервал времени такие параметры речевого сигнала, как период основного тона, характер возбуждения (громкий или звонкий согласный звук в сопоставлении с глухими звуками), коэффициент усиления остаются постоянными.

В стандарте GSM кодирование осуществляется за методом RPE-LTP (линейное предсказание с возбуждением регулярной последовательностью импульсов и долгосрочным предсказанием). Сущность метода заключается в том, что для предсказания текущей выборки используются данные с предыдущих выборок (дифференциальная ИКМ). Каждая выборка при кодировании представляется линейной комбинацией предыдущих выборок и описывается в виде коэффициентов этой линейной комбинации и закодированной разностью предсказываемой и действительной выборками. В результате такого кодирования в интервале 20мс формируется 260 бит, за счет чего скорость передачи снижается к кбит/с. Таким образом, кодер речи обеспечивает сжатие речевого сигнала почти в 5 раз (64/13=4,92).

В состав входящей информации кодера речевого сигнала, объемом 260 бит, входят:

Параметры фильтра кратковременного предсказания(36 бит);

Параметры фильтра долгосрочного предсказания (36 бит);

Параметры сигнала возбуждения (188 бит).

Канальное кодирование обеспечивает защиту от ошибок переданной информации. В стандарте GSM 260 бит информации в интервале 20мс-сегмента речи делится на 2 класса: класс 1 и класс 2. Класс 1 в свою очередь делится на два подкласса: подкласс 1а - 50 бит наиболее чувствительных, и подкласс 1b - 132 бита, умеренно чувствительных к ошибкам. К классу 2 относятся 78 бит, наименее чувствительных к ошибкам. Структурная схема канального кодирования приведена на рис.1.5.

Информация подкласса 1а кодируется циклическим кодом (53, 50). При выявлении ошибки вся выборка откидывается и заменяется предыдущей. Закодированные 53 бита подкласса 1а, 132 бита подкласса 1b и 4 дополнительных нулевых бита (всего 189 бит) подаются на сверточный кодер (2, 1, 5), скорость кодирования которого и длина кодового ограничения . Формирующие полиномы сверточного кодера , . После сверточного кодирования 378 бит вместе с 78 битами класса 2 составляют 456 бит, в результате чего скорость передачи становится равной кбит/с.

После сверточного кодирования 456 бит подвергаются блочно-диагональному перемеживанию, которое уменьшает влияние групповых ошибок (они превращаются у ошибки малой кратности, которые исправляются при декодировании).

Рисунок 1.5 - Структурная схема канального кодирования в стандарте GSM

После перемеживания начальная последовательность из 456 бит делится на восемь 57- битовых блоков, так как в каждом слоте размещается два 57- битовых блока (114 бит). Длина слота канала трафика с учетом добавления вспомогательной и служебной информации составляет 156,25 бит. Поскольку информация одного 20- милисекундного сегмента речи занимает по одному слоту в четырех последовательных кадрах, поэтому скорость потока цифровой информации представляет (4х156,25)/20х10 -3 = 625/20х10 -3 = 31,25 кбит/с.

Эта информация (а именно 4x156,25 = 625 бит) сжимается во времени в 8 раз, так что на протяжении одного кадра продолжительностью 4,615 мс в одном частотном канале передается информация восьми временных слотов, в результате чего скорость передачи цифровой последовательности возрастает к (8x31,25) = 250 кбит/с.

На каждые 12 кадров канала трафика, что переносят речевую информацию (в мультикадре канала трафика информационными речевыми кадрами являются 0-11 и 13-25, в 12-ом кадре передается канал управления SACCH, а 26-ый кадр - пустой, резервный) прибавляется по одном кадру с информацией управления канала SACCH, который имеет скорость 20,833 кбит/с. Таким образом, скорость информационной битовой последовательности (речевого сигнала) на выходе кодера канала представляет:250 + 20,833 = 270,833 кбит/с.

Выше была рассмотрена процедура работы кодера канала только по помехоустойчивому кодированию речевого сигнала. Информация же каналов управления подвергается блочному и сверточному кодированию в полном объеме.

Так, для кодирования информации каналов: медленного соединенного канала управления SACCH; быстрого соединенного канала управления FACCH; канала вызова РСН; канала разрешения доступа AGCH; выделенных закрепленных каналов управления SDCCH используются блочный кодер (n, k) (224, 184), сверточный кодер (n, k, K) (2, 1, 5), а также схема перемеживания, аналогичная схеме перемеживания речевого канала

В каналах синхронизации SCH и случайного доступа RACH используются другие схемы блочного кодирования, а также сверточные кодеры (2, 1, 5), которые отличаются от сверточных кодеров вышеуказанных каналов управления.

При передаче компьютерных данных используются более сложные схемы сверточного кодирования и перемеживания, что обеспечивают соответственно и более высокое качество передачи информации.

Исходные сигналы канального кодера поступают на модулятор, задачам которого являются перенесения цифрового сигнала на несущую частоту, т.е. модуляция радиосигнала цифровым видеосигналом.

В стандарте GSM используется гауссова модуляция с минимальным частотным сдвигом (GMSK). При MSK-манипуляции несущая частота дискретно, через интервалы времени, кратные продолжительности информационного бита (T C), принимает одно из двух значений (постоянных на протяжении биту) – или , где – несущая частота радиоканала, – частота (скорость передачи) информационной битовой последовательности. Разнос частот – минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний с частотами и на интервале продолжительностью, которая равняется одному биту (Тс). При этом, за время Тс между колебаниями частот и набегает разность фаз, которая равняется . Иначе говоря, формирование MSK радиосигнала осуществляется таким образом, который на интервале одного информационного бита фаза несущей изменяется на . Беспрерывное изменение фазы синусоидального сигнала дает в результате частотную модуляцию с дискретным изменением частоты.

Наименование «гауссова» манипуляция объясняется тем, что последовательность информационных бит на модулятор поступает через фильтр нижних частот (ФНЧ) с гауссовою амплитудно-частотной характеристикой. Применение гауссового фильтра разрешает уменьшить полосу частот излучаемого радиосигнала. Для GMSK модуляции произведение полосы фильтра (F) на продолжительность информационного бита () представляет величину.

Метод MSK логически рассматривать как метод квадратурной фазовой манипуляции (двукратной относительной фазовой манипуляции (QPSK)), в которой прямоугольные импульсы, которые модулируют продолжительностью заменены полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. На рис.1.6 приведена схема модулятора, временные диаграммы, которые иллюстрируют процесс формирования GMSK сигнала.

При ОМ генерируется в канал связи одна боковая полоса.

ОБП – сложная амплитудно-частотная модуляция.

Если имеется чистый тон: U=U W cosWt

U=U o (1+m cosWt) cos wt=

При ОБП – нет несущего колебания (1-ое слагаемое) и одной боковой полосы.

Для демодуляции такого сигнала, необходимо восстановить несущую. Поэтому при модуляции оставляют немного несущею гармонику

Преимущества: - более эффективное использование мощности передатчика: при m=1 в боковой полосе содержится мощности всего сигнала; при суммарной мощности – в БП – 1/6 мощности.

В однополосном сигнале основная мощность расходуется на создание информационного сигнала;

ОБН модуляция занимает меньшую полосу частот, следовательно, на одном и том же участке можно разместить в 2 раза больше станций (каналов).

Недостатки: - для приема ОБП требуется восстановление несущей, т.е. дополнительная аппаратура в приемнике (гетеродин c f n и фильтр на f n);

Требуется повышенная стабильность частоты гетеродина приемника, и передатчика (10 -6 10 -8);

Формирование ОБП – более сложное, чем АМ. осуществляется на малых уровнях Р, а затем усиливается сформированных ОБП сигнал.

Используется двухполосная модуляция – модуляция без несущей, тоже выгодны энергетически, но полоса больше.

1. Фильтровой метод формирования ОБП.

Сначала подают несущее колебание, т.к. его отфильтровать тяжело, оно мощное и близко расположено к боковой полосе.

Сделать фильтр полосовой, который вырежет ону боковую полосу.

Чтобы убрать несущую из АМС необходимо перемножить 2 сигнала: и на выходе получить сигнал без несущей.

Используют 2 метода получения х:

1) основан на формировании двух модулированных колебаний: (противофазных)

- балансный модулятор.

Для более качественного подавления, используют????? модуляторы (есть мост) должна быть обеспечена идентичность каналов.

2) основан на соотношении у=(a+b) 2 .

Если сумму или разность возвести в квадрат, то получим:

есть постоянная составляющая и гармоника с 2W

нужно возвести в квадрат, используем диоды или ПТ с квадратными характеристиками.

На выходе х двух сигналов.

После подавления несущей, необходима фильтрация одной боковой полосы.

ПФ – кварцевые, LC, пьезоэлеханические.

ПФ должен иметь большую крутизну скатов ЧХ вне полосы.

2-ую БП нужно подавить на 60 дБ.

Кварцевые фильтры можно использовать до 10МГц, но чем меньше частота, тем проще требования к фильтру, поэтому чаще всего делают многоступенчатые преобразования сигнала: в качестве поднесущего колебания 100-150 кГц, в качестве фильтров – электромеханические, требуемая крутизна подавления. Затем этот ОБП сигнал переносится на более высокую частоту.

- на выходе БМ 2 расстояние между полосами 2w 1 – большое, и для подавлении боковой полосы можно использовать LC-фильтры.

Иногда делают тройное преобразование, когда большая частота передатчика.

Поскольку информация заключена в амплитуде сигнала, которая может меняться от 0 до U W max , то усилители должны иметь большой динамический диапазон и хорошую линейность.

В ламповых генераторах работают без сеточных токов, т.к. они имеют нелинейность, здесь недоиспользование АЭ по мощности на 20¸30%, работа в недонапяжённом режиме.

БТ, имеют нелинейные характеристики, их для усиления сигнала применять нежелательно, поэтому чаще используют ПТ.

А для увеличения ОБП разрабатываются приборы для увеличения крутизны, увеличения линейности характеристик.

В ОБП усилителях можно использовать только 2 угла отсечки:q=90 0 , q=180 0 .

2. Синтетический метод формирования ОБП.

Основан на синтезе ОБП сигнала на больших уровнях мощности.

Одновременно осуществляется АМ и ЧМ.

(не должно быть умножителей частоты).

Синтез сигнала осуществляется на требуемой рабочей частоте.

Недостаток: - АМС и ЧМС должны быть синфазными, расхождение приводит к изменению спектра

Так информация заложена в ЧМС, то умножители не применяют.

3. Фазокомпенцационный метод.

Несущее колебание и боковая полоса подавляются в результате подбора фазовых соотношений между АМ колебаниями. Используются несколько колебаний сдвинутых по фазе: 360 0 /n, n³3.

Трехфазная система: (сдвинуты на 120 0).