Разве может о чем-то поведать импульс? - скажете вы. Импульс он и есть импульс, только прямоугольной формы.

Но в том-то и дело, что до сих пор мы лишь наблюдали на экране осциллографа подобные импульсы, скажем, во время настройки электронного коммутатора, и по их наличию судили об исправности генератора. Если же использовать прямоугольный импульс в качестве контрольного сигнала и подавать его, например, на вход усилителя ЗЧ, то по форме выходного сигнала можно сразу же оценить работу усилителя и назвать его недостатки - малую полосу пропускания, недостаточное усиление на низших или высших частотах, самовозбуждение в какой-то области частот.

А возьмите широкополосный делитель напряжения, используемый, например, в самодельных измерительных приборах или осциллографах. "Пропущенный" через него прямоугольный импульс подскажет точные параметры деталей, необходимые для получения неизменного коэффициента деления сигнала в широком диапазоне частот.

Чтобы сказанное стало понятно, давайте сначала познакомимся с некоторыми параметрами импульсного сигнала, которые нередко упоминаются в описаниях различных генераторов, устройств автоматики и вычислительной техники. Для примера на рис. 97 показан "внешний вид" несколько искаженного (по сравнению с прямоугольным) импульса, чтобы нагляднее были видны его отдельные части.

Один из параметров импульса - его амплитуда (Uмакс), наибольшая высота импульса без учета небольших выбросов. Продолжительность нарастания импульса характеризует длительность фронта tф, а убывания -длительность спада tс. Продолжительность же "жизни" импульса определяет длительность tи - время между началом и концом импульса, отсчитываемое обычно на уровне 0,5 амплитуды (иногда на уровне 0,7).

Вершина импульса может быть плоской, с завалом или подъемом. У прямоугольного импульса вершина плоская, а фронт и спад настолько крутые, что определить их длительность по осциллографу не удается.

Импульсный сигнал оценивают еще и скважностью, показывающей соотношение между длительностью импульса и периодом следования импульсов. Скважность - частное от деления периода не длительность. В показанном на рис. 97, б примере скважность равна 3.

Вот теперь, после краткого знакомства с импульсом и его параметрами, построим генератор прямоугольных импульсов, необходимый для последующих экспериментов. Он может быть выполнен как на транзисторах, так и на микросхемах. Главное, чтобы генератор выдавал импульсы с крутыми фронтами и спадами, а также с возможно более плоской вершиной. Кроме того, для наших целей скважность должна находиться в пределах 2-3, а частота следования импульсов составлять в одном режиме примерно 50 Гц, а в другом – 1500 Гц. Чем вызваны частотные требования, вы узнаете позже.

Наиболее просто обеспечить поставленные требования может генератор на микросхеме и транзисторе (рис. 98). Он содержит немного деталей, работоспособен при снижении напряжения питания до 2,5 В (при этом падает в основном амплитуда сигнала) и позволяет получить выходные импульсы амплитудой до 2,5 В (при указанном напряжении питания) при скважности 2,5.

Собственно сам генератор выполнен на элементах DD1.1 - DD1.3 по известной схеме мультивибратора. Частота следования импульсов зависит от сопротивления резистора R1 и емкости конденсатора, подключенного в данный момент переключателем SA1. В показанном на схеме положении подвижного контакта переключателя к генератору подключен конденсатор С1, поэтому импульсы на выходе генератора (вывод 8 элемента DD1.3) следуют с частотой 50 Гц (период следования 20 мс). Когда подвижный контакт переключателя будет поставлен в нижнее по схеме положение,подключится конденсатор С2 и частота следования станет равной примерно 2000 Гц (период следования 0,5 мс).

Далее импульсный сигнал поступает через резистор R2 на эмиттерный повторитель, выполненный на транзисторе VT1. С движка переменного резистора R3, являющегося нагрузкой повторителя, сигнал подается на выходной зажим ХТ1. В итоге с зажимов ХТ1 и ХТ2 можно снимать прямоугольные импульсы амплитудой от нескольких десятков милливольт до единиц вольт. Если по каким-либо причинам даже минимального сигнала окажется в избытке (например, при проверке весьма чувствительного усилителя), выходной сигнал можно уменьшить либо включением между верхним по схеме выводом резистора R3 и эмиттером транзистора постоянного резистора сопротивлением 1-З кОм, либо применением внешнего делителя напряжения.

Несколько слов о деталях. В генераторе могут работать элементы И-НЕ других микросхем серий К155 (скажем, К155ЛА4), а также любой транзистор серии КТ315. Конденсатор С1 - К50-6 или другой, рассчитанный на напряжение не ниже 10 В; С2 - любой, возможно меньших габаритов. Резисторы - МЛТ-0,125 и СП-1 (R3), источник питания - батарея 3336. Потребляет генератор менее 15 мА, поэтому такого источника хватит надолго.

Поскольку деталей в генераторе немного, нет нужды давать чертеж печатной платы - разработайте ее самостоятельно. Плату с деталями и источник питания укрепите внутри корпуса (рис. 99), а на его передней стенке разместите переключатель диапазонов, выключатель питания, переменный резистор и зажимы.

Следующий этап - проверка и налаживание генератора с помощью нашего осциллографа. Входной щуп осциллографа подключите к выводу 8 микросхемы, а "земляной" - к общему проводу (зажим ХТ2). Осциллограф работает пока в автоматическом режиме (кнопка "АВТ. -ЖДУЩ." отжата), синхронизация - внутренняя, вход - открытый чтобы исключить искажения сигнала, следующего с низкой частотой). Входным аттенюатором осциллографа можно установить чувствительность, скажем, 1 В/дел., а переключателями длительности развертки - длительность 5 мс/дел.

После подачи питания на генератор и установки переключателя SA1 в показанное на схеме положение, на экране осциллографа появится изображение в виде двух парал-

лельных линий (рис. 100, а), составленных перемещающимися "штрихами". Так выглядит несинхронизированное изображение импульсного сигнала.

Достаточно теперь перевести осциллограф в ждущий режим (нажать кнопку "АВТ. - ЖДУЩ.") и установить синхронизацию от положительного сигнала поворотом ручки "СИНХР." в крайнее по часовой стрелке положение, чтобы изображение на экране "остановилось" (рис. 100, б). Если изображение немного подергивается, добейтесь лучшей синхронизации его ручкой регулировки длины развертки.

Определите длительность периода повторения импульсов и, если это необходимо. установите ее равной 20 мс подбором резистора R1.

Измерить точно период при установленной длительности развертки затруднительно, поэтому воспользуйтесь простым приемом. При данной синхронизации установите длительность развертки равной 2 мс/дел. На экране должно появиться более растянутое изображение импульса (рис.100, в), длина вершины которого составит примерно 3,5 деления, т. е. длительность импульса будет равна 7 мс.

Затем при этой же длительности развертки установите синхронизацию отрицательным сигналом, повернув ручку "СИНХР." в крайнее положение против часовой стрелки. На экране увидите изображение паузы (рис. 100,г), поскольку развертка осциллографа запускается теперь спадом импульса. Длина линии 6,5 деления, значит, длительность паузы равна 13мс. Сумма длительностей импульса и паузы составит значение периода повторения импульсов (20 мс).

Аналогично проверьте работу генератора на втором диапазоне, установив подвижный контакт переключателя в нижнее по схеме положение ("2 кГц"). Длительность развертки осциллографа в этом случае установите равной, например, 0,1 мс/дел. Период следования импульсов на этом диапазоне должен составить 0,5 мс, что соответствует частоте повторения 2000 Гц. Подстраивать в генераторе ничего не нужно, поскольку точность частоты на этом диапазоне особой роли не играет. В случае же значительного отклонения частоты от указанной ее можно изменить подбором конденсатора С2.

После этого переключите входной щуп осциллографа на зажим ХТ1 и проверьте действие регулятора амплитуды выходного сигнала - переменного резистора R3. Вы наверняка обратите внимание, что при установке движке переменного резистора в верхнее по схеме положение максимальная амплитуда импульсов будет несколько меньше, чем на мультивибраторе.Объясняется это действием эмиттерного повторителя, коэффициент передачи которого меньше единицы из-за падения части сигнала на эмиттерном переходе транзистора.

Генератор готов, можно проводить эксперименты. Начнем с проверки действия на импульс простых RC-цепей: дифференцирующей и интегрирующей. Сначала подключите к выходу генератора дифференцирующую цепь,составленную из конденсатора и переменного резистора (рис. 101). Движок резистора поставьте в нижнее по схеме положение, а на генераторе установите диапазон "50 Гц" и максимальную амплитуду выходного сигнала. При этом на экране осциллографе (он работает в ждущем режиме с синхронизацией от положительного сигнала, длительность развертки - 5мс/деп., чувствительность - 1 В/дел.) увидите изображение импульсов со скошенной вершиной (рис. 102, а). Нетрудно заметить, что импульс как бы опустился по линии спада, из-за чего увеличился размах изображения.

Искажения импульса будут расти, а размах изображения увеличиваться при перемещении движка переменного резистора вверх по схеме. Уже при сопротивлении резистора около 4 кОм размах практически достигнет удвоенной амплитуды импульса

(рис. 102, б), а при дальнейшем уменьшении сопротивления (до 1 кОм) от импульса останутся лишь остроконечные пики на месте фронта и спада. Иначе говоря, в результате дифференцирования из прямоугольного импульса удастся получить два остроконечных - положительный (по фронту) и отрицательный (по спаду).

Кроме того, дифференцирование позволяет "укоротить" импульс по времени - ведь длительность импульса измеряют по уровню 0,5 его амплитуды, а на этом уровне ширина импульса плавно изменяется при повороте ручки переменного резистора).

Дифференцирующие свойства цепи зависят от частоты повторения импульсов. Достаточно переставить переключатель диапазона генератора в положение "2 кГц" - и скос вершины практически пропадет. Импульсы, следующие с такой частотой, наше дифференцирующая цепочка пропускает практически без искажений. Чтобы получить тот же эффект, что и в предыдущем случае,емкость конденсаторе должна быть уменьшена до 0,01 мкФ.

А теперь поменяйте детали местами (рис. 103) - получится интегрирующая цепочка. Поставьте движок переменного резистора в крайнее левое по схеме положение, т. е. выведите сопротивление резистора. Изображение сигнала останется практически таким же, что и на выходе генератора до подключения цепочки. Правда, спад импульсов станет слегка изогнутым - результат разрядки конденсатора, успевающего зарядиться во время импульса.

Начинайте плавно перемещать движок резистора вправо по схеме, т. е. вводить сопротивление резистора. Сразу же фронт импульса и спад начнут скругляться (рис. 104, в), амплитуда сигнала падать. При максимальном сопротивлении резистора наблюдаемый сигнал стонет походить на пилообразный (рис. 104,б).

В чем суть интегрирования? С момента появления фронта импульса конденсатор начинает заряжаться, а по окончании импульса - разряжаться.Если сопротивление резистора или емкость конденсатора малы, конденсатор успевает зарядиться до амплитудного значения сигнала и тогда"заваливается" лишь фронт и часть вершины импульса (рис. 104, а). В этом случае можно сказать, что постоянная времени интегрирующей цепи(произведение емкости на сопротивление) меньше длительности импульса. Если же постоянная времени соизмерима или превышает длительность импульса, конденсатор не успевает зарядиться полностью во время импульса и тогда амплитуда сигнала на нем падает (рис. 104, б). Конечно, характер интегрирования зависит не только от длительности импульсов, но и частоты их повторения.

Чтобы убедиться в сказанном, вновь выведите сопротивление резистора,установите на генераторе диапазон "2 кГц" и соответственно измените длительность развертки осциллографа. На экране предстанет картина уже проинтегрированных импульсов (рис. 104, в). Это результат "взаимодействия" сопротивления эмиттерного повторителя и емкости конденсатора. Введите хотя бы небольшое сопротивление переменным резистором - и вы увидите на экране осциллографа сигнал треугольной формы (рис. 104, г). Амплитуда его мала, поэтому придется увеличить чувствительность осциллографа. Не правда ли, отчетливо видна линейность процесса зарядки и разрядки конденсатора?

В этом примере постоянная времени интегрирующей цепи немного превышает длительность импульса, поэтому конденсатор успевает заряжаться лишь до весьма малого напряжения.

Пришло время поговорить о практическом использовании прямоугольных импульсов, например, для оценки работы усилителя звуковой частоты. Правда, подобный способ пригоден для своеобразного экспресс-анализа и не дает всеобъемлющей картины амплитудно-частотной характеристики усилителя. Но он позволяет объективно оценивать способность усилителя пропускать сигналы тех или иных частот, устойчивость к самовозбуждению,а также правильность выбора деталей между каскадных связей.

Принцип проверки прост: на вход усилителя подают сначала прямоугольные импульсы с частотой следования 50 Гц, а затем - 2000 Гц, а на эквиваленте нагрузки наблюдают форму выходного сигнала. По искажениям фронта: вершины или спада судят о характеристике усилителя и его устойчивости работы.

Для примера можете исследовать усилитель ЗЧ с темброблоком (либо другой широкополосный усилитель). Его соединяют с генератором и осциллографом соответствии с рис. 105. Переключатель диапазонов генератора устанавливают положение "50 Гц", а выходной сигнал таким, чтобы при максимальном усилении усилителя и примерно средних положениях ручек регуляторов тембра амплитуда сигнала на эквиваленте нагрузки соответствовала номинальной выходной мощности, например 1,4 В (для мощности 0,2 Вт при сопротивлении нагрузки 10 Ом). Картина на экране осциллографа, подключенного к эквиваленту нагрузки, может соответствовать показанной на рис. 106, а, что будет свидетельствовать о недостаточной емкости разделительных конденсаторов между усилительными каскадами или конденсатора на выходе усилителя - через него подключена нагрузка.

Чтобы убедиться, скажем, в последнем предположении, достаточно перенести входной щуп осциллографа непосредственно на выход усилителя -до разделительного конденсатора. Если скос вершины уменьшится (рис.106, б), значит вывод верен и для лучшего воспроизведения нижних частот емкость конденсатора следует увеличить.

Аналогично просматривают изображения импульсов до и после разделительных конденсаторов между каскадами усилителя и обнаруживают тот, емкость которого недостаточна. Если усилитель вообще плохо пропускает низшие частоты, могут наблюдаться на экране осциллографа узкие пики на месте фронта и спада импульсов, как это было при сильном дифференцировании. Но более полная картина состояния усилителя получается при подаче на его вход импульсов частотой 2000 Гц. Считается, что фронт и спад отражают прохождение высших частот звукового диапазона, а вершина – низших.

Если в усилителе все в порядке и он равномерно пропускает сигнал в широкой полосе частот, то выходной импульс (сигнал на эквиваленте нагрузки) будет соответствовать по форме входному (рис. 107, а). В случае "завала" фронте и спада (рис. 107, б) можно считать, что на высших частотах уменьшилось усиление. Еще большее снижение усиления на этих частотах зафиксирует изображение, приведенное на рис. 107, а.

Возможны и многие другие варианты: падение усиления на низших частотах(рис. 107, г), некоторое повышение усиления на низших частотах (рис.107, д), падение усиления на низших и средних (провал в вершине)частотах (рис. 107, е), мала постоянная времени межкаскадных связей(рис. 107, ж) - обычно мала емкость переходных конденсаторов, подъем усиления на низших (рис 107, з) или высших (рис. 107, и) частотах,снижение усиления в каком-то узком диапазоне (рис. 107. к).

А вот два примера изображения выходного импульса (рис. 107, л, м), когда в усилителе есть резонирующие цепи.

Практически большинство этих изображений вам удастся наблюдать при изменении положений ручек регулировки тембра по низшим и высшим частотам. Одновременно с просмотром изображений неплохо было бы снимать амплитудно-частотную характеристику усилителя и сравнивать ее с "показаниями" импульсов.

И еще об одном примере использования прямоугольных импульсов - для настройки широкополосных делителей напряжения. Такой делитель,например, стоит в нашем осциллографе, он может быть в вольтметре или милливольтметре переменного тока. Поскольку полоса частот измеряемых сигналов может быть весьма широкой (от единиц до миллионов герц), делитель должен эти сигналы пропускать с одинаковым ослаблением, Иначе неизбежны ошибки измерении.

Можно, конечно, проконтролировать работу делителя снятием его амплитудно-частотной характеристики, которая подскажет, в какую сторону следует изменить номинал того или иного элемента. Но дело это значительно более трудоемкое по сравнению с методом анализа прямоугольными импульсами.

Взгляните на рис. 108, а - на нем приведена схема широкополосного компенсированного делителя напряжения. Если на низших частотах можно было бы обойтись только резисторами, сопротивления которых определяют коэффициент передачи (или коэффициент деления) делителя, то на высших частотах помимо резисторов в работе делителя участвуют конденсаторы в виде емкости монтажа, входной емкости, емкости соединительных проводников. Поэтому коэффициент передачи делителя на этих частотах может измениться значительно.

Чтобы этого не произошло, в делителе используют конденсаторы, шунтирующие резисторы и позволяющие компенсировать возможное изменение коэффициента передачи на высших частотах. Причем конденсатором С2 может быть емкость монтажа, достигающая иногда десятков пикофарад. Резистором же R2 может быть входное сопротивление устройства (осциллограф или вольтметр).

Компенсированным делитель станет в том случае, если будет обеспечено вполне определенное соотношение сопротивлений и емкостей делителя, а значит, будет равномерным коэффициент передачи делителя независимо oт частоты входного сигнала. К примеру, если применен делитель на 2, то должно соблюдаться условие R1* C1=R2*C2. При других соотношениях нарушится равномерность передачи сигнала разной частоты.

Принцип проверки компенсированного делителя с помощью прямоугольных импульсов аналогичен принципу проверки усилителя - подавая сигнал частотой 2000 Гц на вход делителя, наблюдают форму его на выходе. Если делитель скомпенсирован, форма (но, конечно, не амплитуда) сигналов будет одинаковой. В противном случае окажутся "заваленными" фронт и спад либо искажена вершина - свидетельства неравномерного пропускания делителем сигналов разных частот.

Если, к примеру, изображение сигнала будет таким, как показано на рис.108, б, значит, на высших частотах коэффициент передачи делителя падает из-за большого сопротивления на этих частотах цепочки R1C1. Следует увеличить емкость конденсатора C1. В случае появления искажений импульсов, показанных на рис. 108, в, придется, наоборот, уменьшить емкость конденсатора С1.

Попробуйте самостоятельно составить делители с разными коэффициентами деления (например, 2, 5, 10) из резисторов с высоким сопротивлением (100...500 кОм) и конденсаторов разной емкости (от 20 до 200 пФ) и добиться полной компенсации подбором конденсаторов.

В этой работе вы заметите влияние на результаты измерений самого осциллографа - ведь его входная емкость составляет десятки пикофарад, а

входное сопротивление около мегаома. Помните, что аналогичное влияние осциллограф оказывает на все высокоомные цепи, а также на частотозависимые. А это порою приводит либо к получению ошибочных результатов, либо вообще лишает возможности применить осциллограф, скажем, для анализа работы и измерения частоты радиочастотных генераторов. Поэтому в подобных случаях следует пользоваться активным щупом - приставкой к осциллографу, позволяющей сохранить высокое входное сопротивление его и в десятки раз уменьшить входную емкость.Описание такой приставки будет опубликовано в следующем номере журнала.

Вот теперь, когда вы познакомились с возможностью прямоугольного импульса подсказывать "диагноз" и контролировать "лечение", соберем еще одну приставку. Это делитель напряжения, с помощью которого осциллографом станет возможно контролировать цепи с напряжением до 600В, например, в телевизионных приемниках (как известно, осциллографОМЛ-2М допускает подачу на вход напряжения до 300 В).

Делитель образован всего двумя деталями (рис. 109), составляющими верхнее плечо предыдущей схемы. Нижнее же плечо сосредоточено а самом осциллографе - это его входное сопротивление и суммарная входная емкость, включая емкость выносного кабеля со щупами.

Поскольку нужно лишь вдвое уменьшить входной сигнал, резистор R1 должен быть такого же сопротивления, что и входное сопротивление осциллографа, а емкость конденсатора С1 соответствовать суммарной входной емкости осциллографа.

Делитель можно выполнить в виде переходника со щупом ХР1 на одном конце и гнездом XS1 на другом. Резистор R1 должен быть мощностью не менее 0,5 Вт, а конденсатор с номинальным напряжением не ниже 400 В.

Налаживание делителя весьма упрощено благодаря использованию нашего генератора импульсов. Его сигнал подают на гнездо ХР1 делителя и "земляной" щуп осциллографа. Вначале устанавливают на генераторе диапазон "50 Гц", на осциллографе включают ждущий режим и открытый вход. Касаются входным щупом осциллографа щупа ХР1 делителя (или зажимаХТ1 генератора). Подбором чувствительности осциллографа и амплитуды выходного сигнала генератора добиваются размаха

изображения, равного, скажем, четырем делениям.

Затем переключают входной щуп осциллографа в гнездо XS1 делителя. Размах изображения должен уменьшиться ровно вдвое. Более точно коэффициент передачи делителя можно установить подбором резистора R1делителя.

После этого устанавливают на генераторе диапазон "2 кГц" и подбором конденсатора С1 (если это понадобится) добиваются правильной формы импульсов - такой, как и на входе делителя.

При пользовании таким делителем для проверки режимов работы блоков развертки телевизоров по приводимым в инструкциях и различных статьях изображениям сигналов чувствительность осциллографа устанавливают равной 50 В/дел., а проверку ведут при закрытом входе осциллографа. Как и прежде, отсчет ведут по шкале масштабной сетки, но результаты увеличивают вдвое.

Схемы временной задержки импульсов обеспечивают задержку импульсных сигналов во времени и применяются для временной селек­ции, импульсных измерений, согласования работы импульсных устройся и т.д. Временная задержка может быть получена при помощи линий задержки, электронных схем задержки и фазовращателей.

Линии задержки подразделяются на электрические и ультразву­ковые.

Применение линий задержки (Л.З.) основано на использовании постоянства скорости распространения электромагнитных или акус­тических колебаний вдоль линии. Применение того или иного типа Л.З. зависит от требуемого времени задержки. Для задержки от до­лей до десятков микросекунд используют линии (кабель), искусствен­ные электрические линии с распределенными параметрами (спираль­ные)

(рис. 8.1, слайд 138, 21 ) и искусственные цепочечные линии ИЦЛ (рис. 8.2, слайды 22 ) (будут изучаться в дальнейшем).

Для задержки от единиц и сотен микросекунд до нескольких миллисекунд применяют акустические (ультразвуковые) линии задерж­ки. Их принцип работы основан на различии скорости распростране­ния электрических и механических колебаний.

Действие ультразвуковой Л.З. заключается в преобразовании электрического сигнала в звуковое колебание, распространяющееся по звукопроводу. В ультразвуковых линиях с пьезоэлектрическим преобразователями преобразование осуществляется пластиной кварца (рис. 8.3, слайды139, 23 ).

В качестве звукопровода применяется ртуть (t З = 6.7 мкс/см; затухание d = 0.083 дб/см), плавленый кварц (t З = 1.8 мкс/см; Б = 0,007 дб/см), магниевые сплавы (t З = 1.7 мкс/см; б = 0.01-0.2 дб/см).

Для увеличения задержки используется звукопроводы с многократными отражениями (рис.8.4, слайды 140, 24 ).

Электронные схемы задержки позволяют получить задержку от нескольких микросекунд до нескольких секунд. Достоинства таких схем – их простота и возможность регулирования задержки в широких пределах, недостаток – малая по сравнению с линиями стабильность. В качестве электронной схемы задержки можно использовать амплитудный компаратор с входным напряжением, изменяющимся по линейному закону. Изменением уровня сравнения регулируется время задержки. Временная нестабильность таких схем G = Dt З / t З может быть снижена до 0,1 – 0,05%.

Временная задержка может быть получена также при помощи спусковых схем (рис. 8.5, слайды 141,25 ) и фантастронов .

Для этой цели выходной импульс указанных схем дифференцируется. Импульс, полученный при дифференцировании среза, будет задержан относительно входного на величину t З = T U . Регулированием длительности импульса можно изменять время задержки. Нестабильность задержки спусковой схемы d= 1-5 %, фантастрона d = 0,1-1 %. Схемы задержки применяются для задержки запуска индикаторов с целью по­учения режима кольцевого обзора, а также для синхронизации работы ручных устройств.

Второй учебный вопрос.

Оценку параметра задержки, не управляемую решениями, можно получить путём усреднения отношения правдоподобия с учётом ФПВ информационных символов для получения . Затем или дифференцируется по для получения условия для МП оценки .

В случае двоичного (базового) AM, где с равной вероятностью, усреднение по данным дает результат

(6.3.7)

как раз такой, как в случае оценивания фазы. Поскольку для малых , квадратичная аппроксимация

(6.3.8)

предназначается для низких отношений сигнал/шум. Для многоуровневой AM мы можем аппроксимировать статистику информационных символов гауссовской ФПВ с нулевым средним и единичной дисперсией. Когда мы усредняем по гауссовской ФПВ, то получаем идентично в (6.3.8). Следовательно, оценку можно получить дифференцированием (6.3.8). Результат является аппроксимацией для МП оценки времени задержки без управления решениями. Производная от (6.3.8) приводит к результату

(6.3.9)

где определено (6.3.5).

Реализация отслеживающей петли, основанная на вычислении производной согласно (6.3.9), показана на рис. 6.3.2.

Рис.6.3.2. МП оценивание времени задержки для базового сигнала АМ, не управляемое решениями

Альтернативно реализация отслеживающей петли, основанная на (6.3.9), иллюстрируется на рис. 6.3.3. В обоих структурах мы видим, что суммирование служит петлевым фильтром, который управляет ТУН. Интересно отметить сходство таймерной петли на рис. 6,3.3 и петли Костаса для оценивания фазы.

Рис.6.3.3. Оценивание времени сдвига без обратной связи по решению для АМ в базовой полосе частот

Синхронизаторы с окнами на задержку-опережение . Другой оцениватель времени задержки, не управляемый решениями, использует симметричные свойства сигнала на выходе согласованного фильтра или коррелятора. Чтобы описать этот метод, рассмотрим прямоугольный импульс, показанный на рис. 6.3.4 (а). Выход фильтра, согласованного с получает свое максимальное значение в точке , как показано на рис. 6.3.4 (b). Таким образом, выход согласованного фильтра является временной функцией корреляции импульса . Конечно, это положение справедливо для произвольной огибающей импульса, так что подход, который мы опишем, применим в общем к произвольному сигнальному импульсу. Ясно, что хорошая точка для взятия отсчёта на выходе согласованного фильтра для получения максимального выхода – это , т.е. точка на пике корреляционной функции.

Рис.6.3.4. Прямоугольный импульс сигнала (a) и выход согласованного с ним фильтра (b)

В присутствии шума идентификация пикового значения сигнала в общем случае затруднена. Допустим, что вместо стробирования сигнала в точке пика мы берём отсчёт раньше (в точке ) и позже (в точке ). Абсолютные значение ранних отсчётов и поздних отсчетов будут меньше (в среднем в присутствии шума), чем абсолютное значение в пике . Поскольку автокорреляционная функция четна относительно оптимального времени взятия отсчётов , абсолютные значения корреляционной функции в точке и равны. С учетом этого условия хорошая точка отсчёта - средняя точка между и . Это условие образует основу синхронизатора с окнами на задержку-опережение.

Рисунок 6.3.5 иллюстрирует блок-схему синхронизатора с окнами на задержку- опережение. На этом рисунке корреляторы используются вместо эквивалентных согласованных фильтров. Два коррелятора интегрируют по символьному интервалу , но один коррелятор начинает интегрирование на секунд раньше относительно оцениваемого оптимального времени отсчёта, а второй интегратор начинает интегрирование на секунд позже относительно оцениваемого оптимального времени отсчета. Сигнал ошибки формируется путем взятия разности между абсолютными значениями выходов двух корреляторов. Чтобы сгладить влияние шума на отсчёты сигналов, сигнал ошибки пропускается через фильтр нижних частот. Если время отсчёта отличается от оптимального времени отсчёта, усредненный сигнал ошибки на выходе фильтра нижних частот не равен нулю, и таймерная последовательность смещается в сторону отставания или опережения, в зависимости от знака ошибки. Таким образом, сглаженный сигнал ошибки используется для управления ТУН, чей выход является желательным таймерным сигналом, который используется для стробирования. Выход ТУН также используется как таймерный сигнал для генератора символьного сигнала, который выдает ту же базовую форму импульса, что на выходе фильтра передатчика. Эта форма импульса смещается во времени на в сторону опережения и отставания, и полученные образцы ожидаемого сигнала поступают на два коррелятора, как показано на рис. 6.3.5. Заметим, что, если сигнальные импульсы прямоугольные, нет надобности в генераторе сигнального импульса внутри отслеживающей петли.

Рис.6.3.5. Блок-схема синхронизатора с окнами на задержку-опережение

Мы видели, что синхронизатор с окнами на задержку-опережение имеет в своей основе систему замкнутого петлевого управления, чья полоса относительно узка по сравнению со скоростью передачи символов . Полоса петли определяет качество оценки времени задержки. Узкополосная петля обеспечивает большее усреднение по аддитивному шуму и, таким образом, улучшает качество оцениваемых отсчётных величин в предположении, что время распространения в канале неизменно и таймерный генератор на передаче не дрейфует со временем (или дрейфует очень медленно во времени). С другой стороны, если время распространения в канале меняется со временем и (или) таймер передатчика также дрейфует со временем, тогда полосу петли следует увеличить, чтобы обеспечить отслеживание быстрых изменений во времени параметров синхронизации.

В устройствах отслеживания два коррелятора эффективно взаимодействуют при соседних символах. Однако, если последовательность информационных символов имеет нулевое среднее, как в случае с AM и при других видах модуляции, вклад в выходы корреляторов от соседних импульсов усредняется до нуля в фильтре нижних частот.

Эквивалентная реализация для синхронизатора с окнами на задержку-опережение, которая несколько проще в реализации, дана на рис. 6.3.6. В этом случае таймерный сигнал от ТУН опережает и запаздывает на , и эти таймерные сигналы используются для стробирования выходов двух корреляторов.

Синхронизатор с окнами на задержку-опережение, описанный выше, является оценивателем задержки сигнала, не управляемым решениями, который аппроксимирует максимально правдоподобный оцениватель. Это утверждение можно продемонстрировать путём аппроксимации производной от логарифма функции правдоподобия конечной разностью, т.е.

(6.3.10)

Рис.6.3.6. Блок-схема синхронизатора с окнами на задержку- опережение–альтернативный вариант

Если подставим выражение до из (6.3.8) в (6.3.10), получим следующую аппроксимацию для производной:

(6.3.11)

Но математические выражения (6.3.11) принципиально описывают преобразования, выполняемые синхронизатором с окнами на задержку-опережение, иллюстрируемые на рис. 6.3.5 и 6.3.6.

Формирование прямоугольных импульсов заданной длительности

Формирование импульсов по фронту или спаду входного сигнала осуществляется одновибраторами. Схемы таких формирователей, выполненные на ЛЭ, представлены на рис. 5.2. Импульсы одновибраторов, собранных по схемам 5.2 а и б , создаются за счет собственной задержки переключения ЛЭ.

Рисунок 5.2 – Одновибраторы с заданием длительности импульса временем задержки ЛЭ

В схеме рис. 5.2 а выходной импульс формируется в момент появления положительного перепада сигнала на входе запуска и заканчивается, когда через время n t з (n – нечетное число последовательно включенных инверторов, t з – время задержки переключения одного ЛЭ) на втором входе элемента DD1.4 появляется уровень логического нуля. Выходной импульс формируется на уровне логического нуля (отрицательный импульс) и имеет длительность n t з . Показанная на рис. 5.2 б схема с триггером улучшает форму выходного импульса. По перепаду сигнала на синхровходе из 1 в 0 JK -триггер устанавливается в единицу. С выхода логический ноль через элементы DD1 …DDn поступает на инверсный вход асинхронной установки триггера в 0 и возвращает триггер в исходное состояние. Если для создания задержки используется нечетное число ЛЭ, то вход DD1 следует подключить не к выходу , а к выходу Q .

Для формирования импульсов, длительность которых существенно превышает время t з , используют времязадающие RC -цепи и пороговые свойства ЛЭ. Схемы таких формирователей на ЛЭ ТТЛ даны на рис. 5.2 в , г .

Рисунок 5.3 – Одновибраторы с времязадающими RC-цепями

Одновибратор, собранный по схеме 5.3 а , запускается перепадом сигнала на входе из 1 в 0. Пока ток заряда конденсатора С создает на резисторе R падение напряжения, превышающее пороговое напряжение единицы ЛЭ, на выходе формируется отрицательный импульс. В момент достижения U пор , при длительности выходного импульса t и , превышающей длительность запуска, ЛЭ DD1.1 и DD1.2 выходит в активную область передаточной характеристики и схема за счет положительной обратной связи переключается в исходное состояние. Аналогичным образом работает одновибратор, выполненный по схеме 5.2 б , но здесь перезаряд конденсатора происходит от нулевого напряжения до напряжения на входе DD1.2 , равного пороговому напряжению нуля U пор . Длительности выходных импульсов этих одновибраторов находятся как .

При построении формирователей длительности импульсов с использованием времязадающих RC -цепей на ЛЭ КМОПТЛ по рассмотренным схемам, между общей точкой R и C и входом ЛЭ следует включить резистор сопротивлением 1…10 кW для ограничения тока через защитные диоды ЛЭ при восстановлении заряда конденсатора по окончании импульса.

Широкими функциональными возможностями генерации одиночных прямоугольных импульсов заданной длительности обладают специальные ИС одновибраторов. Микросхема К155АГ1, условное обозначение которой при запуске спадом импульса показанo на рис. 5.4, представляет собой одноканальный одновибратор.

Рисунок 5.4 – Микросхема К155АГ1

Длительность генерируемого импульса задается RC -цепочкой. Может использоваться либо внутренний резистор R вн = 2 kW, либо навесной резистор R , сопротивление которого выбирается в пределах R . Емкость навесного конденсатора С до 10 μF, а если к стабильности выходных импульсов нет высоких требований, может достигать 1000 μF. При С 10 pF длительность выходных импульсов описывается формулой . Если навесные элементы отсутствуют, формируются импульсы t и – 30…35 ns. Для восстановления одновибратора к началу следующего импульса период входных сигналов должен отвечать условию t и 0,9 Т вх при R = 40 k Wи t и 0,67 Т вх при R = 2 kW. Запуск одновибратора производится перепадами из 1 в 0 по входам А1 и А2 или из 0 в 1 по входу В . Режимы работы ИС К155АГ1 приведены в табл. 5.1. Для уверенного запуска крутизна фронтов на входах А должна быть не менее 1 V/μs, по входу В не менее 1 V/s.

Таблица 5.1

Микросхема К155АГ3 содержит два одновибратора с возможностью повторного перезапуска во время формирования выходного импульса.

Рисунок 5.5 – Микросхема К155АГ3

Длительность выходного импульса задается установкой внешних резистора и конденсатора. Максимальная емкость конденсаторане лимитирована, сопротивление берется в пределах . Если одновибратор работает в режиме с перезапуском, то t u отсчитывается от последнего запускающего импульса. Для реализации режима работы без перезапуска необходимо соединить вход А с выходом Q либо вход В с выходом Q , тогда выходные сигналы, пришедшие на входы В или А во время формирования импульса, не окажут влияния на его длительность. Во всех случаях формирование импульса может быть прервано подачей 0 на вход SR .

При необходимости получить импульсы со стабильной длительностью от долей микросекунд до сотен секунд с выходными токами до 200 mА и уровнями логических переменных, согласованными с уровнями ТТЛ и КМОПТЛ элементов, применяют одновибраторы на таймере типа 1006 ВИ1 с внешними времязадающими элементами.

Рисунок 5.6 – Сигнализатор освещенности на таймере 1006ВИ1

На рис. 5.6 рассмотрено применение таймера в качестве сигнализатора освещенности объекта. При малой освещенности сопротивление фоторезистора R 3 велико и сигнализатор работает в режиме мультивибратора, вырабатывая прямоугольные импульсы длительностью с паузой между ними . При большой освещенности на выходе сигнализатора устанавливается напряжение логического нуля при выходном сопротивлении около 10 W. Сопротивление выбирают в пределах 1 kW…10 МW с учетом того, чтобы ток через транзистор VТ1 не превосходил 100 mА. Емкость конденсатора должна на несколько порядков превосходить входную емкость, и не рекомендуется устанавливать ее меньше 100 pF при формировании точных временных интервалов.

Сопротивление R 2 рассчитывают, исходя из обеспечения на выводе 4 таймера напряжения, меньшего 0,4 V при сильно освещенном фотосопротивлении R 3 . Чтобы мультивибратор генерировал колебания при большой освещенности фоторезистора, следует поменять местами резисторы R 2 и R 3 .

Сигнализатор может быть использован и при других типах датчиков, вырабатывающих непосредственно уровни сигналов 0 и 1.

Понятие о переходных процессах . Электрические цепи реальных радиотехнических схем обычно содержат сопротивления, индуктивности и емкости. В таких цепях связь между напряжением и током имеет сложный характер. Объясняется это тем, что емкость и индуктивность обладают способностью накапливать и отдавать электроэнергию. Этот процесс не может протекать скачкообразно. При изменении напряжения в такой цепи ток изменяется с некоторой задержкой во времени. Эти процессы, связанные с изменением запаса энергии в цепях с реактивными элементами при воздействии импульса, называются переходными.

Действие импульсного напряжения на цепь RС. Предположим, что на входе цеди, содержащей конденсатор С и резистор R (рис, 164, а), действует последовательность прямоугольных импульсов (pиc. 154,б). В момент появления на входе RC цепи переднего фронта импульса в ней потечет наибольший ток I m =U m /R (рис, 154,в).

По мере заряда конденсатора результирующее напряжение в схеме u p =U m -u c уменьшается, соответственно уменьшается зарядный ток t a . Уменьшение тока происходит по экспоненциальному закону, Ток заряда i з создает на резисторе R падение напряжения (рис. 154, г) . С уменьшением тока экспоненциально снижается напряжение на резисторе R . Напряжение на конденсаторе u c по мере

его заряда экспоненциально возрастает (рис. 154, д ) и к некоторому моменту достигает наибольшего значении U m после чего остается постоянным на все время действия плоской вершины входного импульса. Время, в течение которого напряженно на С и R достигает амплитудного значении, зависит от величины сопротивления резистора R и емкости конденсатора С . Чем меньше эти величины, тем быстрее заканчивается переходный процесс.

После спада входного импульса конденсатор разряжается через резистор R . Скорость изменения разрядного тока i p (рис. 164, в) и напряжения u n (рис. 154, г) такая же, как и при заряде, а на выходе формируется задний фронт (спад) импульса. Направление тока и полярность напряжения на резисторе в этом случае станут противоположными.

Оценку длительности переходного процесса ведут с помощью постоянной времени цепи

Рис. 155. Воздействие прямоугольного импульса на интегрирующую цепь:а- схема, б- форма импульса на входе, в - то же, на выходе, г - зависимость формы импульса от соотношения τ 0 /t и

С увеличением τ 0 длительность переходных процессов возрастает.

Практически переходные процессы в схеме закапчиваются по истечении промежутка времени t = (2,3+3) τ 0 .

Форма выходного напряжении зависит от значения τ 0 (рис. 154, г , е , ж). При τ 0 »t и (рис. 154,е) конденсатор за время действия входного импульса не успевает зарядиться, и форма выходного сигнала лишь незначительно отличает-ся от формы входного. С такими параметрами (τ 0 »t и) цепь часто используют в схемах импульсных устройств как разделительную (переходную) между усилительными каскадами. При τ 0 ж).

Как очевидно из рис. 164, а, цепи из элементов RC в различных комбинациях могут быть использованы для преобразования формы импульсов. В зависимости от того, с какого элемента снимается сигнал (с R или С), цепь называют дифференцирующей или интегрирующей.

Дифференцирующие цепи. Цепь, показанная на рис. 154, а называется дифференцирующей, поскольку при τ 0

Пример. Длительность импульса t и =5 мкс. Рассчитать элементы дифференцирующей цепи.

В дифференцирующей цепи τ 0 ≪t и. Примем τ 0 =RС =0,1 t и =0,1x5=0,5 мкс, т. е, t и ≫3 τ 0 . Задаемся величиной R =10 кОм, тогда емкость

Интегрирующие цепи. Если в цепи RC выходное напряжение снимается с емкости (рис. 155, а), то при τ 0 ≫t и выходной сигнал пропорционален интегралу от входного, и такая цепь называется интегрирующей. Если постоянная времени RC цепи выбрана равной или больше длительности прямоугольного импульса (рис. 155,б) напряжения на входе (τ 0 ≫t и), то на выходе RC цепи возникает импульс с растянутым фронтом и спадом (рис. 155, в). При воздействии на вход такой цепи кратковременного импульса напряжения на выходе образуется более широкий импульс.

Интегрирующие цепи применяют для увеличения длительности импульса. Кроме того, их используют в схемах генерирования пилообразного напряжения, селекции импульсов по длительности и т.д. Чем больше то при неизменной длительности входного импульса t и, тем больше растянут импульс на выходе (рис. 155, г). Амплитуда импульса при этом уменьшается, так как конденсатор не успевает полностью зарядиться за время действия входного импульса.

Дифференцирование и интегрирование может также осуществляться с помощью цепей RL. Поскольку реактивное действие индуктивности противоположно емкости, то в RL - цепях при дифференцировании выходной сигнал снимается с индуктивности (рис. 156, а), а при интегрировании - с резистора (рис. 156, б). Цепи RL применяют сравнительно редко, так как они содержат дорогую моточную деталь.