ทรานซิสเตอร์สนามไดรเวอร์ p แชนเนล การใช้ไดร์เวอร์คีย์ระดับต่ำและระดับสูง IR2110 - คำอธิบายและตัวอย่างวงจร เกี่ยวกับ เอสที ไมโครอิเล็กทรอนิกส์
ทรานซิสเตอร์กำลัง IGBT และ MOSFET ได้กลายเป็นองค์ประกอบหลักที่ใช้ในตัวแปลงสวิตชิ่งกำลังสูง คุณลักษณะคงที่และไดนามิกที่เป็นเอกลักษณ์ทำให้สามารถสร้างอุปกรณ์ที่สามารถส่งโหลดได้หลายสิบหรือหลายร้อยกิโลวัตต์ด้วยขนาดที่น้อยที่สุดและมีประสิทธิภาพเกิน 95%
สิ่งที่ IGBT และ MOSFET มีเหมือนกันคือเกทหุ้มฉนวน ส่งผลให้มีลักษณะไดรฟ์ที่คล้ายกัน ด้วยค่าสัมประสิทธิ์อุณหภูมิติดลบของกระแสไฟฟ้าลัดวงจรจึงสามารถสร้างทรานซิสเตอร์ที่ทนต่อการลัดวงจรได้ ปัจจุบัน ทรานซิสเตอร์ที่มีเวลากระแสเกินมาตรฐานผลิตโดยบริษัทชั้นนำเกือบทั้งหมด
การไม่มีกระแสควบคุมในโหมดคงที่ทำให้สามารถละทิ้งวงจรควบคุมตามองค์ประกอบที่ไม่ต่อเนื่องและสร้างวงจรควบคุมแบบรวม - ไดรเวอร์ ปัจจุบัน บริษัทหลายแห่ง เช่น International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola ผลิตอุปกรณ์หลากหลายประเภทที่ควบคุมทรานซิสเตอร์ตัวเดียว ฮาล์ฟบริดจ์ และบริดจ์ - สองและสามเฟส นอกเหนือจากการให้กระแสไฟที่เกทแล้ว พวกเขายังสามารถทำหน้าที่เสริมหลายอย่าง เช่น การป้องกันกระแสเกินและการลัดวงจร ( การป้องกันกระแสเกิน, การป้องกันไฟฟ้าลัดวงจร) และควบคุมแรงดันไฟฟ้าตก ( ภายใต้การล็อคแรงดันไฟฟ้า- ยูวีโล) สำหรับองค์ประกอบสำคัญที่มีประตูควบคุม แรงดันไฟฟ้าควบคุมที่ลดลงถือเป็นสภาวะที่เป็นอันตราย ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์สามารถเข้าสู่โหมดเชิงเส้นและล้มเหลวเนื่องจากคริสตัลร้อนเกินไป
ผู้ใช้อาจเป็นเรื่องยากที่จะเข้าใจวงจรไมโครที่หลากหลายที่ผลิตขึ้นเพื่อใช้ในวงจรไฟฟ้าในปัจจุบัน แม้ว่าจะมีคุณลักษณะพื้นฐานที่คล้ายคลึงกันก็ตาม บทความนี้จะกล่าวถึงคุณลักษณะของการใช้ไดรเวอร์ยอดนิยมที่ผลิตโดยบริษัทต่างๆ
ฟังก์ชั่นเสริมหลักของไดรเวอร์คือการป้องกันกระแสเกิน เพื่อให้เข้าใจการทำงานของวงจรป้องกันได้ดีขึ้น จำเป็นต้องวิเคราะห์พฤติกรรมของทรานซิสเตอร์กำลังในโหมดลัดวงจร (หรือไฟฟ้าลัดวงจร - ตัวย่อที่นักพัฒนาคุ้นเคย)
สาเหตุของการโอเวอร์โหลดในปัจจุบันมีหลากหลาย ส่วนใหญ่มักเป็นกรณีฉุกเฉิน เช่น การชำรุดของตัวเครื่องหรือโหลดไฟฟ้าลัดวงจร
โอเวอร์โหลดอาจเกิดจากคุณสมบัติของวงจร เช่น กระแสชั่วครู่หรือกระแสการกู้คืนย้อนกลับของไดโอดฝั่งตรงข้าม การโอเวอร์โหลดดังกล่าวจะต้องถูกกำจัดโดยวิธีการทางวิศวกรรมวงจร: การใช้วงจรสร้างวิถี (snubbers), การเลือกตัวต้านทานเกต, การแยกวงจรควบคุมออกจากพาวเวอร์บัส ฯลฯ
การเปิดทรานซิสเตอร์ระหว่างการลัดวงจรในวงจรโหลด
แผนผังและแผนภาพแรงดันไฟฟ้าที่สอดคล้องกับโหมดนี้จะแสดงในรูปที่ 1 1 a และ 2 กราฟทั้งหมดได้มาจากการวิเคราะห์วงจรโดยใช้โปรแกรม PSpice สำหรับการวิเคราะห์ มีการใช้แบบจำลองที่ได้รับการปรับปรุงของทรานซิสเตอร์ MOSFET จาก International Rectifier และ Macromodels ของ IGBT และไดรเวอร์ที่พัฒนาโดยผู้เขียนบทความ
ข้าว. 2
การลัดวงจรของโหลดที่ทรานซิสเตอร์ที่เปิดอยู่
ข้าว. 3
ตามที่ระบุไว้ ค่าสถานะคงตัวของกระแสไฟฟ้าลัดวงจรจะถูกกำหนดโดยแรงดันไฟฟ้าที่เกต อย่างไรก็ตาม การลดแรงดันไฟฟ้านี้จะทำให้แรงดันอิ่มตัวเพิ่มขึ้น และส่งผลให้การสูญเสียการนำไฟฟ้าเพิ่มขึ้น ความต้านทานไฟฟ้าลัดวงจรมีความสัมพันธ์อย่างใกล้ชิดกับทรานส์คอนดักเตอร์ของทรานซิสเตอร์ IGBT อัตราขยายกระแสสูงมีแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัวต่ำ แต่มีระยะเวลาโอเวอร์โหลดสั้น ตามกฎแล้วทรานซิสเตอร์ที่ทนต่อการลัดวงจรได้มากที่สุดจะมีแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัวสูงและมีการสูญเสียสูง
กระแสไฟฟ้าลัดวงจรที่อนุญาตของ IGBT นั้นสูงกว่ากระแสของทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์มาก โดยทั่วไปจะเท่ากับ 10 เท่าของกระแสไฟที่กำหนดที่แรงดันไฟฟ้าเกตที่อนุญาต บริษัทชั้นนำ เช่น International Rectifier, Siemens, Fuji ผลิตทรานซิสเตอร์ที่สามารถทนต่อการโอเวอร์โหลดดังกล่าวได้โดยไม่เกิดความเสียหาย พารามิเตอร์นี้ระบุไว้ในข้อมูลอ้างอิงสำหรับทรานซิสเตอร์และเรียกว่า Short Circuit Ration และเวลาในการโอเวอร์โหลดที่อนุญาตคือ tsc - ลัดวงจรทนต่อเวลา.
โดยทั่วไปการตอบสนองที่รวดเร็วของวงจรป้องกันจะมีประโยชน์สำหรับการใช้งานส่วนใหญ่ การใช้วงจรดังกล่าวร่วมกับ IGBT ที่คุ้มค่าสูงจะเพิ่มประสิทธิภาพของวงจรโดยไม่กระทบต่อความน่าเชื่อถือ
การใช้ไดรเวอร์เพื่อป้องกันการโอเวอร์โหลด
พิจารณาวิธีการปิดทรานซิสเตอร์ในโหมดโอเวอร์โหลดโดยใช้ตัวอย่างไดรเวอร์ที่ผลิตโดย International Rectifier, Motorola และ Hewlett-Packard เนื่องจากวงจรขนาดเล็กเหล่านี้ช่วยให้คุณสามารถใช้ฟังก์ชันการป้องกันได้อย่างเต็มที่
ไดร์เวอร์ต้นแขน
ข้าว. 4. โครงสร้างไดรเวอร์ IR2125
ในรูป ภาพที่ 4 แสดงแผนภาพบล็อก และรูปที่ 4 5 - แผนภาพการเชื่อมต่อทั่วไปสำหรับไดรเวอร์ IR2125 โดยใช้ฟังก์ชันป้องกันการโอเวอร์โหลด Pin 6 - CS ใช้เพื่อจุดประสงค์นี้ แรงดันไฟฟ้าตอบสนองการป้องกันคือ 230 mV ในการวัดกระแสจะมีการติดตั้งตัวต้านทาน RSENSE ในตัวปล่อยซึ่งค่าที่และตัวหาร R1, R4 จะเป็นตัวกำหนดกระแสการป้องกัน
ข้าว. 5. แผนภาพการเชื่อมต่อ IR2125
ตามที่กล่าวไว้ข้างต้น หากแรงดันไฟฟ้าของเกตลดลงเมื่อมีการโอเวอร์โหลด ระยะเวลาการรับรู้โหมดฉุกเฉินจะเพิ่มขึ้น นี่เป็นสิ่งจำเป็นในการยกเว้นผลบวกลวง ฟังก์ชั่นนี้ถูกนำไปใช้ในชิป IR2125 ตัวเก็บประจุ C1 ที่เชื่อมต่อกับพิน ERR จะกำหนดเวลาการวิเคราะห์สำหรับสภาวะโอเวอร์โหลด ที่ C1 = 300 pF เวลาในการวิเคราะห์จะอยู่ที่ประมาณ 10 μs (นี่คือเวลาที่ใช้ในการชาร์จตัวเก็บประจุเป็นแรงดันไฟฟ้า 1.8 V - แรงดันไฟฟ้าเกณฑ์ของตัวเปรียบเทียบวงจร เวลาเกิดข้อผิดพลาดคนขับ) ในช่วงเวลานี้ วงจรรักษาเสถียรภาพกระแสไฟสะสมจะเปิดขึ้น และแรงดันเกตจะลดลง หากสภาวะโอเวอร์โหลดไม่หยุด หลังจากผ่านไป 10 μs ทรานซิสเตอร์จะปิดสนิท
การป้องกันจะถูกปิดเมื่อสัญญาณอินพุตถูกถอดออก ซึ่งช่วยให้ผู้ใช้สามารถจัดระเบียบวงจรป้องกันทริกเกอร์ได้ เมื่อใช้งานควรให้ความสนใจเป็นพิเศษกับการเลือกเวลารีสตาร์ทซึ่งควรมากกว่าค่าคงที่เวลาความร้อนของคริสตัลทรานซิสเตอร์กำลัง ค่าคงที่เวลาความร้อนสามารถหาได้จากพล็อตของอิมพีแดนซ์ความร้อน Zthjc สำหรับพัลส์เดี่ยว
ข้าว. 6
ไม่จำเป็นต้องมีตัวต้านทานการวัดเพื่อวิเคราะห์สภาวะโอเวอร์โหลดแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัว เมื่อสัญญาณควบคุมเชิงบวกถูกจ่ายไปที่เกต แรงดันไฟฟ้าจะปรากฏขึ้นที่อินพุตป้องกันไดรเวอร์ SC ซึ่งกำหนดโดยผลรวมของแรงดันตกคร่อมไดโอด VD2 แบบเปิดและทรานซิสเตอร์กำลังเปิด Q1 และตัวแบ่ง R1, R4 ซึ่งตั้งค่า การดำเนินงานในปัจจุบัน แรงดันไฟฟ้าตกคร่อมไดโอดเกือบคงที่และมีค่าประมาณ 0.5 V แรงดันไฟฟฉาของทรานซิสเตอร์แบบเปิดที่กระแสลัดวงจรที่เลือกหาได้จากกราฟ Von = f(Ic) ไดโอด VD4 เช่นเดียวกับ VD1 จะต้องเร็วและมีไฟฟ้าแรงสูง
นอกเหนือจากการป้องกันกระแสเกินแล้ว ไดรเวอร์จะวิเคราะห์แรงดันไฟฟ้าของส่วนอินพุต VCC และระยะเอาต์พุต VB โดยปิดทรานซิสเตอร์เมื่อ VB ลดลงต่ำกว่า 9 V ซึ่งจำเป็นเพื่อป้องกันการทำงานเชิงเส้นของทรานซิสเตอร์ สถานการณ์นี้อาจเกิดขึ้นได้หากแหล่งจ่ายไฟแรงดันต่ำเสียหายหรือหากเลือกความจุ C2 ไม่ถูกต้อง ค่าของค่าหลังจะต้องคำนวณตามค่าของประจุเกต, กระแสเกตและอัตราการเกิดซ้ำของพัลส์ ในการคำนวณความจุบูตสแตรป Cb เอกสาร International Rectifier แนะนำสูตรต่อไปนี้:
Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls)
มัน = (ไอออน + Ioff)*tw
ที่ไหน
ไอออนและ Ioff - กระแสน้ำเข้าและออกของเกต, tw = Qg/ไอออน - เวลาสวิตชิ่ง, Qg - ประจุเกต, f - อัตราการเกิดซ้ำของพัลส์, Vcc - แรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่าย, Vf - แรงดันตกคร่อมไดโอดปั๊มประจุ (VD1 ในรูป) 6 ), Vls คือแรงดันตกคร่อมไดโอดตรงข้าม (VD3 ในรูปที่ 6), Igbs คือกระแสเกตในโหมดคงที่
หากไม่สามารถจ่ายไฟให้กับไดรเวอร์จากความจุบูตสแตรปได้ จำเป็นต้องใช้แหล่งพลังงาน "ลอย"
ไดรเวอร์สะพานสามเฟส
ในรูป รูปที่ 7 แสดงแผนภาพการเชื่อมต่อสำหรับไดรเวอร์บริดจ์สามเฟส IR213* โดยใช้ฟังก์ชันป้องกันการโอเวอร์โหลด อินพุต ITR ใช้เพื่อจุดประสงค์นี้ แรงดันไฟฟ้าตอบสนองการป้องกันคือ 500 mV ในการวัดกระแสบริดจ์ทั้งหมดจะมีการติดตั้งตัวต้านทาน RSENSE ในอิมิตเตอร์ซึ่งค่าที่ร่วมกับตัวแบ่ง R2, R3 จะเป็นตัวกำหนดกระแสการป้องกัน
ข้าว. 7. แผนผังการเชื่อมต่อสำหรับ IR2130
ไดรเวอร์ IR2130 ให้การควบคุมทรานซิสเตอร์ MOSFET และ IGBT ที่แรงดันไฟฟ้าสูงถึง 600 V มีการป้องกันกระแสเกินและแรงดันไฟฟ้าที่จ่ายลดลง วงจรป้องกันประกอบด้วยทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามเดรนแบบเปิดเพื่อระบุความผิดปกติ (FAULT) นอกจากนี้ยังมีแอมพลิฟายเออร์กระแสโหลดในตัว ซึ่งช่วยให้สามารถสร้างสัญญาณควบคุมและสัญญาณตอบรับได้ ไดรเวอร์สร้างเวลาหน่วง (tdt - กำหนดเวลา) ระหว่างการเปิดทรานซิสเตอร์ด้านบนและด้านล่างเพื่อกำจัดกระแส เวลานี้อยู่ระหว่าง 0.2 ถึง 2 μs สำหรับการปรับเปลี่ยนต่างๆ
หากต้องการใช้ไมโครวงจรนี้อย่างเหมาะสมและสร้างวงจรที่เชื่อถือได้ต้องคำนึงถึงความแตกต่างหลายประการ
คุณลักษณะของไดรเวอร์ IR213* คือการไม่มีฟังก์ชันจำกัดแรงดันเกตระหว่างการลัดวงจร ด้วยเหตุนี้ ค่าคงที่เวลาของห่วงโซ่ R1C1 ซึ่งออกแบบมาเพื่อชะลอการเปิดใช้งานการป้องกันจึงไม่ควรเกิน 1 μs ผู้ออกแบบควรทราบว่าบริดจ์จะปิดลง 1 μs หลังจากเกิดฟอลต์ขึ้น ซึ่งส่งผลให้กระแสไฟฟ้า (โดยเฉพาะอย่างยิ่งกับโหลดความต้านทาน) อาจเกินค่าที่กำหนด หากต้องการรีเซ็ตการป้องกัน คุณต้องปิดกำลังขับหรือใช้แรงดันไฟฟ้าปิดกั้น (ระดับสูง) กับอินพุตระดับต่ำ นอกจากนี้เรายังทราบด้วยว่าในบรรดาวงจรไมโครของซีรีย์นี้มีไดรเวอร์ IR2137 ซึ่งให้การป้องกันแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัวของทรานซิสเตอร์ส่วนบนและสร้างเวลาหน่วงที่จำเป็นสำหรับการทำงานของการป้องกันนี้ การป้องกันดังกล่าวมีความสำคัญมากสำหรับไดรเวอร์ที่ควบคุมวงจรบริดจ์สามเฟส เนื่องจากเมื่อเกิดการพังทลายบนตัวเรือน กระแสไฟฟ้าลัดวงจรจะไหลผ่านตัวต้านทานการวัด RSENSE วงจรขนาดเล็กนี้ให้การเชื่อมต่อตัวต้านทานเกตแยกกันสำหรับการเปิด ปิด และการปิดเครื่องฉุกเฉิน ซึ่งช่วยให้คุณตระหนักถึงคุณสมบัติไดนามิกทั้งหมดของทรานซิสเตอร์เกทหุ้มฉนวนได้อย่างเต็มที่
กระแสไฟเปิด/ปิดสำหรับ IR213* คือ 200/420 mA (120/250 mA สำหรับ IR2136) สิ่งนี้จะต้องนำมาพิจารณาเมื่อเลือกทรานซิสเตอร์กำลังและตัวต้านทานเกตสำหรับพวกมัน พารามิเตอร์สำหรับทรานซิสเตอร์ระบุปริมาณประจุเกต (โดยปกติจะเป็น nK) ซึ่งกำหนดเวลาเปิด/ปิดของทรานซิสเตอร์ที่กระแสที่กำหนด ระยะเวลาของกระบวนการชั่วคราวที่เกี่ยวข้องกับการสลับต้องน้อยกว่าเวลาหน่วง tdt ที่สร้างโดยไดรเวอร์ การใช้ทรานซิสเตอร์กำลังสูงยังสามารถนำไปสู่การเปิด-ปิดและกระแสไฟผ่านที่ผิดพลาดได้เนื่องจากผลของมิลเลอร์ การลดตัวต้านทานเกตหรือใช้ตัวต้านทานเกตแยกต่างหากสำหรับกระบวนการเปิดและปิดไม่สามารถแก้ปัญหาได้เสมอไปเนื่องจากกระแสไฟปิดไม่เพียงพอจากตัวขับเอง ในกรณีนี้จำเป็นต้องใช้บัฟเฟอร์แอมพลิฟายเออร์
ข้อดีของชิปที่ผลิตโดย International Rectifier คืออุปกรณ์เหล่านี้สามารถทนต่อความแตกต่างของแรงดันไฟฟ้าสูงระหว่างชิ้นส่วนอินพุตและเอาต์พุตได้ สำหรับไดรเวอร์ซีรีส์ IR21** แรงดันไฟฟ้านี้คือ 500–600 V ซึ่งช่วยให้คุณควบคุมทรานซิสเตอร์ในวงจรฮาล์ฟบริดจ์และบริดจ์เมื่อจ่ายไฟด้วยแรงดันไฟฟ้าอุตสาหกรรมที่แก้ไขแล้วที่ 220 V โดยไม่มีการแยกกระแสไฟฟ้า เพื่อควบคุมทรานซิสเตอร์ในวงจรที่ออกแบบมาสำหรับแหล่งจ่ายไฟจากแรงดันไฟฟ้าที่แก้ไขแล้วที่ 380 V International Rectifier จึงผลิตไดรเวอร์ของซีรี่ส์ IR22** วงจรไมโครเหล่านี้ทำงานที่แรงดันไฟฟ้าเอาท์พุตสูงถึง 1200 V ไดรเวอร์วงจรเรียงกระแสสากลทั้งหมดสามารถทนต่อแรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำที่เพิ่มขึ้นสูงถึง 50 V/ns พารามิเตอร์นี้เรียกว่าภูมิคุ้มกัน dv/dt มีความต้านทานสูงต่อโหมดสลักอัพ ซึ่งเป็นอันตรายอย่างยิ่งต่อวงจรไฟฟ้าแรงสูงแบบพัลซิ่ง
คนขับแขนต่ำ
ในการควบคุมทรานซิสเตอร์ด้านต่ำ ไมโครวงจรที่ผลิตโดย Motorola เป็นทางเลือกที่ดี แผนภาพบล็อกของหนึ่งในนั้น - MC33153 แสดงในรูปที่ 1 8.
ข้าว. 8. บล็อกไดอะแกรมของ MC33153
คุณสมบัติพิเศษของไดรเวอร์นี้คือความสามารถในการป้องกันสองวิธี (กระแสและแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัว) และการแยกโหมดโอเวอร์โหลดและโหมดลัดวงจร นอกจากนี้ยังสามารถจ่ายแรงดันไฟฟ้าควบคุมเชิงลบได้ ซึ่งจะมีประโยชน์มากสำหรับการขับเคลื่อนโมดูลกำลังสูงที่มีค่าประจุเกตสูง ควบคุมการปิดระบบลดแรงดันไฟฟ้า - UVLO ดำเนินการที่ 11 V
เอาท์พุต 1 ( อินพุตความรู้สึกปัจจุบัน) มีไว้สำหรับเชื่อมต่อตัวต้านทานการวัดกระแส ในไมโครเซอร์กิตพินนี้เป็นอินพุตของตัวเปรียบเทียบสองตัว - โดยมีแรงดันไฟฟ้าในการทำงาน 65 และ 130 mV ดังนั้นผู้ขับขี่จะวิเคราะห์สภาวะการโอเวอร์โหลดและการลัดวงจร เมื่อโอเวอร์โหลดเกิดขึ้น ตัวเปรียบเทียบตัวแรกจะถูกทริกเกอร์ ( เครื่องเปรียบเทียบกระแสเกิน) และปิดสัญญาณควบคุมประตู การป้องกันจะถูกรีเซ็ตเมื่อมีการใช้สัญญาณบล็อค (ระดับสูง เนื่องจากอินพุตอินพุตกำลังกลับด้าน) ในกรณีนี้ สัญญาณความผิดปกติจะถูกเอาท์พุต ( เอาต์พุตข้อผิดพลาด) ไม่ได้ให้บริการ หากกระแสเกินค่าที่กำหนดสองครั้ง ถือเป็นไฟฟ้าลัดวงจร ในกรณีนี้ ตัวเปรียบเทียบตัวที่สองจะกลับด้าน ( เครื่องเปรียบเทียบการลัดวงจร) และสัญญาณระดับสูงจะปรากฏขึ้นที่เอาต์พุตควบคุม ตามสัญญาณนี้ตัวควบคุมที่ควบคุมการทำงานของวงจรจะต้องปิดวงจรทั้งหมด ควรกำหนดเวลารีสตาร์ทตามที่กล่าวไว้ข้างต้นด้วยค่าคงที่เวลาความร้อนของทรานซิสเตอร์กำลัง
เอาท์พุต 8 ( อินพุตการลดความอิ่มตัว) ได้รับการออกแบบมาเพื่อใช้การป้องกันแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัว แรงดันไฟฟ้าตอบสนองที่อินพุตนี้คือ 6.5 V อินพุตเดียวกันนี้มีไว้สำหรับเชื่อมต่อตัวเก็บประจุ Cblank ซึ่งก่อให้เกิดเวลาหน่วงการตอบสนองการป้องกัน การหน่วงเวลานี้มีความจำเป็นเนื่องจากหลังจากจ่ายแรงดันเกตไปที่เกตแล้ว ทรานซิสเตอร์จะรักษาแรงดันไฟฟ้าสูงไว้ระยะหนึ่งในขณะที่ไดโอดบ็อกเซอร์กำลังฟื้นตัว
ข้าว. 9. การป้องกันแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัว
ข้าว. 10. การป้องกันกระแสไฟ
ตัวขับพร้อมระบบแยกกระแสไฟฟ้า
การแยกกระแสไฟฟ้าเป็นสิ่งจำเป็นในวงจรที่ระดับพลังงานกำลังสูงได้รับพลังงานจากแรงดันไฟหลัก และสัญญาณควบคุมถูกสร้างขึ้นโดยตัวควบคุมที่เชื่อมต่อผ่านบัสไปยังอุปกรณ์ต่อพ่วงต่างๆ การแยกกำลังและวงจรควบคุมในกรณีดังกล่าวจะช่วยลดสัญญาณรบกวนในการสลับและช่วยป้องกันวงจรไฟฟ้าแรงต่ำในกรณีที่รุนแรง
ข้าว. 11. แผนภาพบล็อกของ HCPL316
ในความเห็นของเรา หนึ่งในวงจรไมโครที่น่าสนใจที่สุดสำหรับแอปพลิเคชันนี้คือ HCPL316 ที่ผลิตโดย Hewlett-Packard โครงสร้างของมันถูกแสดงในรูปที่. รูปที่ 11 และแผนภาพการเชื่อมต่ออยู่ในรูปที่ 1 12.
ข้าว. 12. แผนภาพการเชื่อมต่อ HCPL316
สัญญาณควบคุมและสัญญาณความผิดปกติจะถูกแยกออกจากกัน แรงดันไฟฟ้าของฉนวนสูงถึง 1500 V ไดรเวอร์ให้การป้องกันเฉพาะแรงดันไฟฟ้าอิ่มตัว (พิน 14 - DESAT) คุณลักษณะที่น่าสนใจคือการมีอินพุตแบบตรงและแบบผกผันซึ่งช่วยให้การสื่อสารกับคอนโทรลเลอร์ประเภทต่างๆ ง่ายขึ้น เช่นเดียวกับในกรณีของ MC33153 ไมโครวงจรสามารถสร้างสัญญาณเอาท์พุตแบบไบโพลาร์และกระแสเอาต์พุตสูงสุดสามารถเข้าถึง 3 A ด้วยเหตุนี้ผู้ขับขี่จึงสามารถขับเคลื่อนทรานซิสเตอร์ IGBT ด้วยกระแสสะสมสูงถึง 150 A ซึ่งก็คือ ข้อได้เปรียบที่ยิ่งใหญ่เมื่อเปรียบเทียบกับอุปกรณ์ที่คล้ายคลึงกัน
วงจรเสริม
ในไดรเวอร์ไฟฟ้าแรงสูงจาก International Rectifier เนื่องจากการสิ้นเปลืองพลังงานต่ำ ระยะเอาท์พุตจึงสามารถจ่ายไฟได้โดยใช้ตัวเก็บประจุที่เรียกว่า "บูทสแตรป" ที่มีค่าน้อย หากไม่สามารถทำได้ จำเป็นต้องใช้แหล่งจ่ายไฟแบบ "ลอย" วิธีที่ถูกที่สุดในการใช้แหล่งดังกล่าวคือหม้อแปลงหลายขดลวดที่มีวงจรเรียงกระแสและตัวปรับเสถียรในแต่ละขดลวด โดยปกติแล้ว หากคุณต้องการให้สัญญาณเอาท์พุตแบบไบโพลาร์ แต่ละแหล่งนั้นต้องเป็นแบบไบโพลาร์ อย่างไรก็ตาม วิธีแก้ปัญหาที่หรูหรากว่าคือการใช้ตัวแปลง DC-DC แบบแยก เช่น ซีรีส์ DCP01* จาก Burr-Brown วงจรไมโครเหล่านี้ได้รับการออกแบบมาให้จ่ายไฟได้สูงสุด 1W และสามารถสร้างสัญญาณเอาต์พุตแบบไบโพลาร์จากสัญญาณอินพุตแบบยูนิโพลาร์ได้ แรงดันไฟฟ้าแยกสูงถึง 1 kV การแยกจะดำเนินการโดยใช้สิ่งกีดขวางหม้อแปลงที่ความถี่ 800 kHz เมื่อใช้ชิปหลายตัวสามารถซิงโครไนซ์ความถี่ได้
ในพาวเวอร์ไดรฟ์ มักจำเป็นต้องมีสัญญาณตามสัดส่วนกับกระแสเอาท์พุตเพื่อสร้างสัญญาณป้อนกลับ ปัญหานี้แก้ไขได้หลายวิธี: การใช้หม้อแปลงกระแส, สับเปลี่ยนและแอมพลิฟายเออร์ดิฟเฟอเรนเชียล ฯลฯ วิธีการทั้งหมดเหล่านี้มีข้อเสีย เพื่อแก้ปัญหาการสร้างสัญญาณปัจจุบันและเชื่อมต่อกับคอนโทรลเลอร์ได้สำเร็จที่สุด International Rectifier ได้พัฒนาวงจรขนาดเล็ก - เซ็นเซอร์ปัจจุบัน IR2171 และ IR2172 ซึ่งสัญญาณปัจจุบันจะถูกแปลงเป็นสัญญาณ PWM แผนภาพการเชื่อมต่อสำหรับ IR2171 แสดงในรูปที่ 1 13. วงจรไมโครสามารถทนต่อแรงดันไฟฟ้าตกได้ถึง 600 V และใช้พลังงานจากความจุ "บูตสแตรป" ความถี่พาหะ PWM คือ 35 kHz สำหรับ IR2171 และ 40 kHz สำหรับ IR2172 ช่วงแรงดันไฟฟ้าอินพุต ±300 mV แรงดันไฟขาออกนั้นมาจาก open collector ซึ่งทำให้ง่ายต่อการเชื่อมต่อการแยกแสง
แทบจะเป็นไปไม่ได้เลยที่จะอธิบายวงจรไมโครทั้งหมดที่ผลิตในโลกในปัจจุบันเพื่อใช้ในไดรฟ์พลังงาน อย่างไรก็ตาม แม้แต่ข้อมูลที่ให้ไว้ก็ควรช่วยให้นักพัฒนาสำรวจมหาสมุทรแห่งองค์ประกอบสมัยใหม่ได้ ข้อสรุปหลักจากทั้งหมดที่กล่าวมามีดังต่อไปนี้: อย่าพยายามสร้างบางสิ่งโดยใช้องค์ประกอบแยกกันจนกว่าคุณจะแน่ใจว่าไม่มีใครผลิตวงจรรวมที่แก้ปัญหาของคุณได้
วรรณกรรม
- ใช้ Gate Charge เพื่อออกแบบวงจรขับเคลื่อนเกตสำหรับ Power MOSFET และ IGBT AN-944.
- ลักษณะการใช้งานของ IGBT INT990.
- ลักษณะของ IGBT AN-983.
- ป้องกันการลัดวงจร AN-984.
- ไอซีไดรเวอร์ MOS-Gate แบบลอยตัว HV AN-978.
- ข้อมูลทางเทคนิคของโมโตโรล่า MC33153
- ข้อมูลทางเทคนิคของฮิวเล็ตต์แพ็กการ์ด HCPL316
- ข้อมูลทางเทคนิค Burr Brown DCP011515
- Ivanov V.V. , Kolpakov A. การสมัคร IGBT ชิ้นส่วนอิเล็กทรอนิกส์ พ.ศ. 2539 หมายเลข 1
ทรานซิสเตอร์สนามผล MOSFET อันทรงพลังนั้นดีสำหรับทุกคน ยกเว้นความแตกต่างเล็กน้อย - มักจะเป็นไปไม่ได้ที่จะเชื่อมต่อพวกมันเข้ากับพินของไมโครคอนโทรลเลอร์โดยตรง
ประการแรกเนื่องจากความจริงที่ว่ากระแสที่อนุญาตสำหรับพินไมโครคอนโทรลเลอร์นั้นไม่เกิน 20 mA และสำหรับการสลับ MOSFET ที่รวดเร็วมาก (ที่มีขอบที่ดี) เมื่อคุณต้องการชาร์จหรือคายประจุเกตอย่างรวดเร็ว (ซึ่งมีความจุอยู่เสมอ) กระแสจำเป็นต้องมีลำดับความสำคัญที่มากกว่า
และประการที่สอง แหล่งจ่ายไฟของคอนโทรลเลอร์มักจะอยู่ที่ 3 หรือ 5 โวลต์ ซึ่งตามหลักการแล้วจะช่วยให้สามารถควบคุมได้โดยตรงเฉพาะกับคนงานภาคสนามกลุ่มเล็กเท่านั้น (เรียกว่าระดับลอจิก) และเมื่อพิจารณาว่าโดยปกติแล้วแหล่งจ่ายไฟของตัวควบคุมและแหล่งจ่ายไฟไปยังส่วนที่เหลือของวงจรจะมีสายลบร่วม คลาสนี้จึงลดลงเฉพาะกับอุปกรณ์ฟิลด์ "ระดับลอจิก" N-channel เท่านั้น
หนึ่งในวิธีแก้ปัญหาในสถานการณ์นี้คือการใช้ไมโครวงจรพิเศษ - ไดรเวอร์ซึ่งได้รับการออกแบบมาอย่างแม่นยำเพื่อดึงกระแสขนาดใหญ่ผ่านประตูสนาม อย่างไรก็ตามตัวเลือกนี้ไม่ได้มีข้อบกพร่อง ประการแรก ไดรเวอร์อาจไม่มีจำหน่ายในร้านค้าเสมอไป และประการที่สอง ไดรเวอร์มีราคาค่อนข้างแพง
ในเรื่องนี้ แนวคิดนี้เกิดขึ้นเพื่อสร้างไดรเวอร์แบบหลวมๆ ที่เรียบง่าย ราคาประหยัด ซึ่งสามารถใช้ควบคุมอุปกรณ์สนามทั้งแบบ N-channel และ P-channel ในวงจรไฟฟ้าแรงต่ำใดๆ ก็ได้ ถือว่าโชคดี ฉันก็เหมือนคนขี้ยาวิทยุตัวจริงที่เต็มไปด้วยขยะอิเล็กทรอนิกส์ทุกประเภท ดังนั้นหลังจากการทดลองหลายครั้งโครงการนี้จึงเกิดขึ้น:
- R 1 = 2.2 kOhm, R 2 = 100 โอห์ม, R 3 = 1.5 kOhm, R 4 = 47 โอห์ม
- D 1 - ไดโอด 1N4148 (กระบอกแก้ว)
- T 1, T 2, T 3 - ทรานซิสเตอร์ KST2222A (SOT-23, เครื่องหมาย 1P)
- T 4 - ทรานซิสเตอร์ BC807 (SOT-23, เครื่องหมาย 5C)
ความจุระหว่าง Vcc และ Out เป็นสัญลักษณ์ของการเชื่อมต่อของสวิตช์ฟิลด์ P-channel ความจุระหว่าง Out และ Gnd เป็นสัญลักษณ์ของการเชื่อมต่อของสวิตช์ฟิลด์ N-channel (ความจุของประตูของสวิตช์ฟิลด์เหล่านี้)
เส้นประแบ่งวงจรออกเป็นสองขั้นตอน (I และ II) ในกรณีนี้ สเตจแรกทำหน้าที่เป็นเพาเวอร์แอมป์ และสเตจที่สองทำหน้าที่เป็นแอมพลิฟายเออร์กระแสไฟ การทำงานของวงจรมีรายละเอียดอธิบายไว้ด้านล่าง
ดังนั้น. หากระดับสัญญาณสูงปรากฏขึ้นที่อินพุต In ทรานซิสเตอร์ T1 จะเปิดขึ้น ทรานซิสเตอร์ T2 จะปิด (เนื่องจากศักยภาพที่ฐานลดลงต่ำกว่าศักยภาพที่ตัวปล่อย) เป็นผลให้ทรานซิสเตอร์ T3 ปิดและทรานซิสเตอร์ T4 จะเปิดขึ้นและผ่านมันความจุเกตของสวิตช์ฟิลด์ที่เชื่อมต่อจะถูกชาร์จใหม่ (กระแสเบสของทรานซิสเตอร์ T4 ไหลไปตามเส้นทาง E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd)
หากระดับสัญญาณต่ำปรากฏขึ้นที่อินพุต In ทุกอย่างจะเกิดขึ้นในทางกลับกัน - ทรานซิสเตอร์ T1 ปิดลงอันเป็นผลมาจากศักยภาพพื้นฐานของทรานซิสเตอร์ T2 เพิ่มขึ้นและจะเปิดขึ้น สิ่งนี้จะทำให้ทรานซิสเตอร์ T3 เปิดและทรานซิสเตอร์ T4 ปิด ความจุเกตของสวิตช์ฟิลด์ที่เชื่อมต่ออยู่จะถูกชาร์จใหม่ผ่านทรานซิสเตอร์แบบเปิด T3 (กระแสเบสของทรานซิสเตอร์ T3 ไหลไปตามเส้นทาง Vcc->T2->R4->B T3 ->E T3)
โดยพื้นฐานแล้วเป็นเพียงคำอธิบายทั้งหมด แต่บางประเด็นอาจต้องมีคำอธิบายเพิ่มเติม
ก่อนอื่น ทรานซิสเตอร์ T2 และไดโอด D1 คืออะไรในระยะแรก? ทุกอย่างง่ายมากที่นี่ ไม่ใช่เพื่ออะไรเลยที่ฉันเขียนไว้เหนือเส้นทางของกระแสฐานของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตสำหรับสถานะต่าง ๆ ของวงจร มองดูพวกเขาอีกครั้งและจินตนาการว่าจะเกิดอะไรขึ้นถ้าไม่มีทรานซิสเตอร์ T2 พร้อมสายรัด ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์ T4 จะถูกปลดล็อคโดยกระแสไฟฟ้าขนาดใหญ่ (หมายถึงกระแสพื้นฐานของทรานซิสเตอร์) ที่ไหลจากเอาท์พุตออกผ่าน T1 และ R2 แบบเปิด และทรานซิสเตอร์ T3 จะถูกปลดล็อคด้วยกระแสไฟฟ้าขนาดเล็กที่ไหลผ่านตัวต้านทาน R3 ซึ่งจะส่งผลให้พัลส์เอาท์พุตมีขอบนำที่ยาวมาก
ประการที่สองหลายคนอาจจะสนใจว่าทำไมต้องใช้ตัวต้านทาน R2 และ R4 ฉันเสียบปลั๊กมันเพื่อจำกัดกระแสสูงสุดผ่านฐานของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตอย่างน้อยเล็กน้อย และในที่สุดก็ทำให้ขอบนำและต่อท้ายของพัลส์เท่ากัน
อุปกรณ์ที่ประกอบแล้วมีลักษณะดังนี้:
เค้าโครงไดรเวอร์ถูกสร้างขึ้นสำหรับส่วนประกอบ SMD และในลักษณะที่สามารถเชื่อมต่อกับแผงวงจรหลักของอุปกรณ์ได้อย่างง่ายดาย (ในแนวตั้ง) นั่นคือเราสามารถติดตั้งฮาล์ฟบริดจ์หรืออย่างอื่นบนเมนบอร์ดได้และสิ่งที่เหลืออยู่ก็คือเสียบบอร์ดไดรเวอร์ในแนวตั้งเข้ากับบอร์ดนี้ในตำแหน่งที่ถูกต้อง
การเดินสายไฟมีลักษณะเฉพาะบางประการ เพื่อลดขนาดของบอร์ดลงอย่างมาก เราต้องกำหนดเส้นทางทรานซิสเตอร์ T4 "ไม่ถูกต้องเล็กน้อย" ก่อนที่จะบัดกรีเข้ากับบอร์ดคุณจะต้องคว่ำหน้าลง (ทำเครื่องหมาย) แล้วงอขาไปในทิศทางตรงกันข้าม (ไปทางบอร์ด)
อย่างที่คุณเห็นระยะเวลาของส่วนหน้านั้นแทบไม่ขึ้นอยู่กับระดับแรงดันไฟฟ้าและมากกว่า 100 ns เล็กน้อย ในความคิดของฉัน มันค่อนข้างดีสำหรับการออกแบบราคาประหยัด
“ไดรเวอร์ ZVS” (การสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์) เป็นเครื่องกำเนิดไฟฟ้าแรงดันต่ำที่ง่ายมากและค่อนข้างธรรมดา ประกอบขึ้นตามรูปแบบง่ายๆ และประสิทธิภาพของโซลูชันนี้สามารถเข้าถึงได้ถึง 90% หรือสูงกว่า ในการประกอบอุปกรณ์ ตัวเหนี่ยวนำหนึ่งตัว ทรานซิสเตอร์สนามแม่เหล็กหนึ่งคู่ ตัวต้านทานสี่ตัว ไดโอดสองตัว ไดโอดซีเนอร์สองตัว และวงจรการสั่นที่ทำงานโดยมีจุดกึ่งกลางบนขดลวดก็เพียงพอแล้ว คุณสามารถทำได้โดยไม่ต้องมีจุดกึ่งกลาง แล้วเราจะพูดถึงเรื่องนี้ในภายหลัง
คุณสามารถพบการใช้งานวงจรนี้ได้หลายอย่างบนเครือข่าย รวมถึงเครื่องทำความร้อนแบบเหนี่ยวนำ เตาแม่เหล็กไฟฟ้า หม้อแปลงไฟฟ้าแรงสูง และเครื่องแปลงแรงดันไฟฟ้าความถี่สูง วงจรนี้มีลักษณะคล้ายกับเครื่องกำเนิดไฟฟ้า Royer แต่ไม่ใช่เครื่องกำเนิดไฟฟ้า มาดูกันว่าโครงการนี้ทำงานอย่างไร
เมื่อจ่ายไฟให้กับวงจร กระแสจะเริ่มไหลไปยังท่อระบายน้ำของทรานซิสเตอร์สนามแม่เหล็กทั้งสองตัว ในเวลาเดียวกันความจุของเกทจะถูกชาร์จผ่านตัวต้านทาน เนื่องจากทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามแม่เหล็กไม่เหมือนกันทั้งหมด หนึ่งในนั้น (เช่น Q1) จะเปิดเร็วขึ้นและเริ่มนำกระแสไฟฟ้า ในขณะที่เกตของทรานซิสเตอร์ Q2 ตัวอื่นถูกปล่อยประจุผ่านไดโอด D2 ซึ่งปิดไว้อย่างแน่นหนา
เนื่องจากวงจรการสั่นรวมอยู่ในวงจรแรงดันไฟฟ้าที่ท่อระบายน้ำของทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามปิด Q2 จะเพิ่มขึ้นก่อน แต่จากนั้นลดลงเมื่อผ่านศูนย์ในขณะนี้ประตูของทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามเปิด Q1 จะปล่อยออกมาอย่างรวดเร็ว และตอนนี้ทรานซิสเตอร์ที่เปิดตัวแรก Q1 ถูกปิดและเนื่องจากตอนนี้ปิดอยู่ ดังนั้นท่อระบายน้ำของมันจะไม่เป็นศูนย์อีกต่อไปและประตูของทรานซิสเตอร์ตัวที่สอง Q2 จะถูกชาร์จใหม่อย่างรวดเร็วผ่านตัวต้านทาน และทรานซิสเตอร์ตัวที่สอง Q2 จะเปิดขึ้นในขณะที่ การคายประจุเกตของทรานซิสเตอร์ Q1 ผ่านไดโอด D1
หลังจากผ่านไปครึ่งช่วงทุกอย่างจะทำซ้ำในทิศทางตรงกันข้าม - ทรานซิสเตอร์ตัวที่สองจะปิดและตัวแรกจะเปิดขึ้น ฯลฯ ด้วยวิธีนี้การแกว่งตัวเองของไซน์ซอยด์จะปรากฏขึ้นในวงจร Choke L1 จำกัดกระแสไฟจ่ายและทำให้ไฟกระชากสวิตช์ขนาดเล็กราบรื่นขึ้น
สังเกตได้ง่ายว่าการปิดทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามทั้งสองเกิดขึ้นที่แรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ที่ท่อระบายน้ำ เมื่อกระแสในคอยล์ลูปมีค่าสูงสุด ซึ่งหมายความว่าการสูญเสียการสลับจะลดลงและถึงแม้จะมีกำลังของอุปกรณ์ 1 กิโลวัตต์ (เช่น สำหรับ) กุญแจต้องการเพียงหม้อน้ำขนาดเล็กเท่านั้น สิ่งนี้อธิบายถึงความนิยมอย่างมากของโครงการนี้
ความถี่ของการออสซิลเลชันในตัวเองสามารถคำนวณได้อย่างง่ายดายโดยใช้สูตร f = 1/(2π*√[L*C]) เนื่องจากความเหนี่ยวนำของขดลวดปฐมภูมิ (หากใช้การเชื่อมต่อหม้อแปลง) และความจุของรูปแบบตัวเก็บประจุ วงจรที่มีความถี่เรโซแนนซ์ของตัวเอง สิ่งสำคัญคือต้องจำไว้ว่าแอมพลิจูดของการแกว่งจะมากกว่าแรงดันไฟฟ้าประมาณ 3.14 (Pi) เท่า
ต่อไปนี้เป็นส่วนประกอบทั่วไปที่ใช้ในการประกอบ: ตัวต้านทาน 5 วัตต์ 470 โอห์มเพื่อจำกัดกระแสไฟที่ชาร์จเกต ตัวต้านทาน 10 kOhm สองตัวสำหรับดึงเกตไปที่ลบ ซีเนอร์ไดโอดสำหรับ 12, 15 หรือ 18 โวลต์ เพื่อป้องกันประตูจากแรงดันไฟฟ้าเกินที่อนุญาต และไดโอด UF4007 สำหรับคายประจุเกตผ่านแขนตรงข้ามของวงจร
ทรานซิสเตอร์สนามผล IRFP250 และ IRFP260 เหมาะอย่างยิ่งสำหรับไดรเวอร์ ZVS นี้ โดยธรรมชาติแล้ว หากจำเป็นต้องมีการระบายความร้อนเพิ่มเติม จะต้องติดตั้งทรานซิสเตอร์แต่ละตัวบนหม้อน้ำแยกกัน เนื่องจากทรานซิสเตอร์ไม่ทำงานพร้อมกัน หากมีหม้อน้ำเพียงตัวเดียวก็จำเป็นต้องใช้พื้นผิวฉนวน แหล่งจ่ายไฟวงจรต้องไม่เกิน 36 โวลต์ เนื่องจากข้อจำกัดของเกตปกติ
หากวงจรไม่มีจุดกึ่งกลาง ให้ติดตั้งโช้คสองตัวแทนที่จะเป็นอันเดียวที่แขนแต่ละข้าง และโหมดการทำงานจะยังคงเหมือนเดิมทุกประการเหมือนกับการใช้คันเร่งอันเดียว
ในขณะเดียวกันผลิตภัณฑ์ที่ใช้วงจรสั่นตัวเอง ZVS นี้ปรากฏบน Aliexpress แล้วทั้งแบบโช้คเดียวและสองตัว รุ่นที่มีโช้คสองตัวมีความสะดวกเป็นพิเศษเนื่องจากเป็นแหล่งจ่ายไฟแบบเรโซแนนซ์สำหรับตัวเหนี่ยวนำความร้อนโดยไม่มีจุดกึ่งกลาง
มอสเฟตกำลังและทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์เกตแบบหุ้มฉนวน (IGBT) เป็นองค์ประกอบพื้นฐานของอุปกรณ์อิเล็กทรอนิกส์กำลังสมัยใหม่ และใช้เป็นองค์ประกอบสวิตชิ่งสำหรับกระแสและแรงดันไฟฟ้าสูง อย่างไรก็ตาม เพื่อให้จับคู่สัญญาณควบคุมลอจิคัลแรงดันต่ำกับระดับการควบคุมเกตของทรานซิสเตอร์ MOSFET และ IGBT จำเป็นต้องมีอุปกรณ์จับคู่ระดับกลาง - ตัวขับไฟฟ้าแรงสูง (ต่อไปนี้ เพื่อความกระชับ โดย "ตัวขับไฟฟ้าแรงสูง" เราจะหมายถึง "ตัวขับไฟฟ้าแรงสูง" ตัวขับแรงดันไฟฟ้าของทรานซิสเตอร์ MOSFET และ IGBT”)
ในกรณีส่วนใหญ่ จะใช้การจำแนกประเภทของไดรเวอร์ไฟฟ้าแรงสูงดังต่อไปนี้:
- ไดรเวอร์อิสระของแขนส่วนบนและล่างของฮาล์ฟบริดจ์ รวมอยู่ในชิปตัวเดียว ( ไดรเวอร์ด้านสูงและต่ำ);
- ตัวขับขาส่วนบนและส่วนล่างเชื่อมต่อกันในวงจรฮาล์ฟบริดจ์ ( คนขับฮาล์ฟบริดจ์);
- ไดรเวอร์ต้นแขน ( ไดร์เวอร์ด้านสูง);
- ไดรเวอร์แขนต่ำ ( ไดร์เวอร์ด้านต่ำ).
ในรูป รูปที่ 1 แสดงวงจรควบคุมที่สอดคล้องกับไดรเวอร์ประเภทนี้
ข้าว. 1.
ในกรณีแรก (รูปที่ 1a) โหลดอิสระสองตัวจะถูกควบคุมจากสัญญาณควบคุมเดี่ยว ดังนั้นโหลดจึงเชื่อมต่อกันระหว่างแหล่งกำเนิดของทรานซิสเตอร์ตัวล่างและบัสกำลังไฟฟ้าแรงสูง (ตัวขับด้านต่ำ) รวมถึงระหว่างท่อระบายของทรานซิสเตอร์ตัวบนและกราวด์ (ตัวขับด้านสูง) จุดกึ่งกลางที่เรียกว่า (ท่อระบายน้ำของทรานซิสเตอร์ด้านบนและแหล่งที่มาของทรานซิสเตอร์ด้านล่าง) ไม่ได้เชื่อมต่อถึงกัน
ในกรณีที่สอง (รูปที่ 1b) จุดกึ่งกลางจะเชื่อมต่อกัน นอกจากนี้โหลดยังสามารถต่อเข้ากับแขนทั้งบนและล่างได้ แต่เชื่อมต่อกับจุดกึ่งกลางในลักษณะเดียวกับวงจรฮาล์ฟบริดจ์ (ที่เรียกว่าวงจรฟูลบริดจ์) พูดอย่างเคร่งครัดในรูปแบบ 1a ไม่มีอะไรขัดขวางไม่ให้คุณเชื่อมต่อจุดกึ่งกลาง แต่ในกรณีนี้ด้วยการรวมกันของสัญญาณอินพุตบางอย่างก็เป็นไปได้ที่ทรานซิสเตอร์สองตัวจะเปิดพร้อมกันและด้วยเหตุนี้กระแสไฟฟ้าที่มีขนาดใหญ่เกินไปจึงไหลจากบัสไฟฟ้าแรงสูงลงสู่พื้นซึ่งจะนำไปสู่ความล้มเหลวของหนึ่งหรือ ทรานซิสเตอร์ทั้งสองตัวพร้อมกัน การขจัดสถานการณ์ดังกล่าวในโครงการนี้เป็นข้อกังวลของนักพัฒนา ในไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์ (วงจร 1b) สถานการณ์นี้จะถูกกำจัดที่ระดับตรรกะการควบคุมภายในของไมโครวงจร
ในกรณีที่สาม (1c) โหลดจะเชื่อมต่อระหว่างท่อระบายน้ำของทรานซิสเตอร์ตัวบนกับกราวด์และในกรณีที่สี่ (1d) - ระหว่างแหล่งกำเนิดของทรานซิสเตอร์ตัวล่างและบัสกำลังไฟฟ้าแรงสูงเช่น วงจร 1a สอง "ครึ่งหนึ่ง" ถูกใช้งานแยกกัน
ในช่วงไม่กี่ปีที่ผ่านมา STMicroelectronics ได้มุ่งเน้น (เฉพาะกลุ่มไดรเวอร์ไฟฟ้าแรงสูง) เฉพาะกับไดรเวอร์ของสองประเภทแรก (ครอบครัว L638xและ L639x,ซึ่งจะกล่าวถึงด้านล่าง) อย่างไรก็ตาม การออกแบบก่อนหน้านี้มีชิปไดรเวอร์ที่ควบคุมการเปิดหรือปิดทรานซิสเตอร์ MOSFET หรือ IGBT ตัวเดียว (หมวดหมู่ "เดี่ยว" ในเงื่อนไขของ STMicroelectronics) ด้วยวงจรสวิตชิ่งบางตัว ไดรเวอร์เหล่านี้สามารถควบคุมโหลดของแขนทั้งบนและล่างได้ เรามาสังเกตไมโครวงจรด้วย TD310—ไดรเวอร์เดี่ยวอิสระสามตัวในตัวเครื่องเดียว วิธีการแก้ปัญหานี้จะมีประสิทธิภาพเมื่อควบคุมโหลดสามเฟส STMicroelectronics จัดประเภทชิปนี้เป็นไดรเวอร์หมวดหมู่ "หลายรายการ"
L368x
ตารางที่ 1 แสดงองค์ประกอบและพารามิเตอร์ของวงจรไมโครตระกูล L368x ไอซีในตระกูลนี้มีทั้งไดรเวอร์อิสระด้านสูงและต่ำ (H&L) และไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์ (HB)
ตารางที่ 1. พารามิเตอร์ไดรเวอร์ตระกูล L638x
| ชื่อ | วอฟฟ์เซ็ต, วี | ไอโอ+, มิลลิแอมป์ | ไอโอ-, แมสซาชูเซตส์ | ตัน น.ส | ทอฟฟ์, ns | Tdt, ns | พิมพ์ | ควบคุม |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6384E | 600 | 400 | 650 | 200 | 250 | โครงการ | HB | ใน/-SD |
| L6385E | 600 | 400 | 650 | 110 | 105 | เอชแอนด์แอล | หิน/ลิน | |
| L6386E | 600 | 400 | 650 | 110 | 150 | เอชแอนด์แอล | หิน/ลิน/-SD | |
| L6387E | 600 | 400 | 650 | 110 | 105 | เอชแอนด์แอล | หิน/ลิน | |
| L6388E | 600 | 200 | 350 | 750 | 250 | 320 | HB | หิน/ลิน |
มาอธิบายพารามิเตอร์บางอย่างกัน:
V OFFSET - แรงดันไฟฟ้าสูงสุดที่เป็นไปได้ระหว่างแหล่งกำเนิดของทรานซิสเตอร์ตัวบนและกราวด์
I O+ (I O-) - กระแสเอาต์พุตสูงสุดเมื่อเปิดทรานซิสเตอร์บน (ล่าง) ของสเตจเอาต์พุตของไมโครวงจร
T ON (T OFF) - ความล่าช้าในการแพร่กระจายสัญญาณจากอินพุต HIN และ LIN ไปยังเอาต์พุต HO และ LO เมื่อเปิด (ปิด)
T DT - เวลาหยุดชั่วคราว - พารามิเตอร์ที่เกี่ยวข้องกับไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์ เมื่อเปลี่ยนสถานะการทำงาน วงจรลอจิกจะบังคับให้หยุดชั่วคราวเพื่อหลีกเลี่ยงการเปิดแขนส่วนบนและส่วนล่างพร้อมกัน ตัวอย่างเช่น หากปิดแขนท่อนล่าง แขนทั้งสองข้างจะถูกปิดชั่วระยะเวลาหนึ่ง จากนั้นแขนส่วนบนเท่านั้นจึงจะเปิด และในทางกลับกัน หากปิดต้นแขน แขนทั้งสองข้างก็จะดับไประยะหนึ่ง จากนั้นจึงเปิดแขนส่วนล่าง เวลานี้สามารถแก้ไขได้ (เช่นใน L6388E) หรือตั้งค่าโดยการเลือกค่าของตัวต้านทานภายนอกที่สอดคล้องกัน (เช่นใน L6384E).
ควบคุม.ไอซีของไดรเวอร์อิสระของไหล่ด้านบนและด้านล่างถูกควบคุมผ่านอินพุต HIN และ LIN ยิ่งไปกว่านั้น สัญญาณลอจิคัลระดับสูงจะเปิดขึ้นตามลำดับที่แขนท่อนบนหรือท่อนล่างของคนขับ นอกจากนี้ ชิป L6386E ยังใช้อินพุต SD เพิ่มเติม ซึ่งจะปิดแขนทั้งสองข้างโดยไม่คำนึงถึงสถานะที่อินพุต HIN และ LIN
ชิป L6384E ใช้สัญญาณ SD และ IN สัญญาณ SD จะปิดขาทั้งสองข้างโดยไม่คำนึงถึงสถานะที่อินพุต IN สัญญาณ IN = 1 เทียบเท่ากับการรวมสัญญาณ (HIN = 1, LIN = 0) และในทางกลับกัน IN = 0 เทียบเท่ากับการรวมสัญญาณ (HIN = 0, LIN = 1) ดังนั้นโดยหลักการแล้วการเปิดทรานซิสเตอร์ด้านบนและด้านล่างพร้อมกันจึงเป็นไปไม่ได้
ในชิป L6388E การควบคุมจะดำเนินการผ่านอินพุต HIN และ LIN ดังนั้นโดยหลักการแล้วจึงเป็นไปได้ที่จะนำการรวมกัน (HIN = 1, LIN = 1) ไปใช้กับอินพุต แต่วงจรลอจิกภายในจะแปลงให้เป็นการรวมกัน ( HIN = 0, LIN = 0) จึงกำจัด การเปิดทรานซิสเตอร์ทั้งสองพร้อมกัน
สำหรับพารามิเตอร์ เริ่มจากชิปประเภท H&L กันก่อน
ในแง่หนึ่ง ค่า V OFFSET เท่ากับ 600 โวลต์ถือเป็นมาตรฐานสำหรับวงจรไมโครในคลาสนี้
ค่ากระแสเอาท์พุต I O+ (I O-) เท่ากับ 400/650 mA เป็นตัวบ่งชี้โดยเฉลี่ยที่เน้นไปที่ทรานซิสเตอร์ทั่วไปทั่วไป เมื่อเปรียบเทียบกับวงจรไมโครตระกูล IRS (รุ่น G5 HVIC) International Rectifier นำเสนอวงจรไมโครส่วนใหญ่ที่มีพารามิเตอร์ 290/600 mA อย่างไรก็ตาม กลุ่มผลิตภัณฑ์วงจรเรียงกระแสระหว่างประเทศยังมีรุ่นที่มีพารามิเตอร์ 2500/2500 mA (IRS2113) และความเร็วที่ต่ำกว่าเล็กน้อย หรือวงจรไมโครที่มีกระแสเอาต์พุตสูงถึง 4000/4000 mA (IRS2186) จริงอยู่ ในกรณีนี้คือเวลาในการเปลี่ยนเมื่อเปรียบเทียบกับ L6385Eเพิ่มขึ้นเป็นค่า 170/170 ns
เวลาเปลี่ยน.ค่า T ON (T OFF) เท่ากับ 110/105 ns (สำหรับ L6385E) เกินค่าที่คล้ายกันสำหรับวงจรไมโครตระกูล IRS (แม้ว่าจะไม่มีนัยสำคัญมากนัก) International Rectifier บรรลุประสิทธิภาพที่ดีที่สุด (60/60 ns) ในรุ่น IRS2011 แต่ด้วยการลดแรงดันไฟฟ้า VOFFSET ลงเหลือ 200 V
อย่างไรก็ตาม เราทราบว่า STMicroelectronics มีไดรเวอร์ที่สายร่วมของระยะอินพุต (แรงดันต่ำ) และเอาต์พุต (แรงดันสูง) เหมือนกัน International Rectifier นอกเหนือจากชิปที่มีสถาปัตยกรรมคล้ายกันแล้ว ยังนำเสนอไดรเวอร์ที่มีบัสทั่วไปแยกกันสำหรับระยะอินพุตและเอาท์พุต
เมื่อเปรียบเทียบพารามิเตอร์ของไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์ L6384E กับผลิตภัณฑ์วงจรเรียงกระแสนานาชาติ เราสามารถสรุปได้ว่ามีเพียงรุ่น IRS21834 เท่านั้นที่ด้อยกว่า (ทั้งในกระแสเอาท์พุตและความเร็ว) ซึ่งใช้ตรรกะอินพุต HIN/-LIN หากตรรกะอินพุต IN/-SD มีความสำคัญ ไดรเวอร์ L6384E มีประสิทธิภาพเหนือกว่าผลิตภัณฑ์วงจรเรียงกระแสนานาชาติ
มาดูชิปไดรเวอร์ L6385E กันดีกว่าโครงสร้างและแผนภาพการเชื่อมต่อดังแสดงในรูปที่ 1 2.
ข้าว. 2.
ชิปประกอบด้วยไดรเวอร์อิสระสองตัวที่ด้านบน (เอาต์พุต HVG) และด้านล่าง (เอาต์พุต LVG) การใช้งานไดรเวอร์ด้านต่ำนั้นค่อนข้างไม่สำคัญเนื่องจากศักยภาพที่พิน GND นั้นคงที่ และด้วยเหตุนี้งานคือการแปลงสัญญาณลอจิกอินพุตแรงดันต่ำ LIN เป็นระดับแรงดันไฟฟ้าที่เอาต์พุต LVG ที่จำเป็นในการเปิดสวิตช์แรงดันต่ำ ทรานซิสเตอร์ด้านข้าง ที่ด้านบน ศักยภาพที่พิน OUT จะเปลี่ยนไปขึ้นอยู่กับสถานะของทรานซิสเตอร์ตัวล่าง มีวิธีแก้ปัญหาวงจรต่างๆ ที่ใช้สร้างน้ำตกที่ต้นแขน ในกรณีนี้จะใช้วงจรควบคุมบูตสแตรปที่ค่อนข้างง่ายและราคาไม่แพง (วงจรที่มีแหล่งจ่ายไฟ "ลอย") ในรูปแบบดังกล่าว ระยะเวลาของพัลส์ควบคุมจะถูกจำกัดด้วยค่าความจุบูตสแตรป นอกจากนี้ จำเป็นต้องจัดเตรียมเงื่อนไขสำหรับการชาร์จอย่างต่อเนื่องโดยใช้น้ำตกการเปลี่ยนระดับไฟฟ้าแรงสูงและออกฤทธิ์เร็ว คาสเคดนี้ให้การแปลงสัญญาณลอจิกเป็นระดับที่จำเป็นสำหรับการทำงานที่เสถียรของวงจรควบคุมทรานซิสเตอร์ฝั่งสูง
หากแรงดันไฟฟ้าควบคุมลดลงต่ำกว่าขีดจำกัด ทรานซิสเตอร์เอาท์พุตอาจเข้าสู่โหมดเชิงเส้น ซึ่งจะทำให้คริสตัลร้อนเกินไป เพื่อป้องกันสิ่งนี้ ต้องใช้วงจรตรวจสอบแรงดันไฟฟ้า (UVLO) ภายใต้การล็อคแรงดันไฟฟ้า) สำหรับทั้งไหล่ด้านบน (การควบคุมศักยภาพ V BOOT) และไหล่ล่าง (การควบคุมศักยภาพ V CC)
ตัวขับไฟฟ้าแรงสูงสมัยใหม่มีแนวโน้มที่จะรวมไดโอดบูตสแตรปเข้ากับแพ็คเกจวงจรรวม ด้วยเหตุนี้จึงไม่จำเป็นต้องใช้ไดโอดภายนอกซึ่งค่อนข้างใหญ่เมื่อเทียบกับชิปไดรเวอร์นั่นเอง ไดโอดบูตสแตรปในตัว (แม่นยำยิ่งขึ้นคือวงจรบูทสแตรป) ไม่เพียงแต่ใช้ในไดรเวอร์ L6385E เท่านั้น แต่ยังใช้ในวงจรไมโครอื่น ๆ ทั้งหมดของตระกูลนี้ด้วย
L6386E เป็นอีกรุ่นหนึ่งของ L6385E ที่มีคุณสมบัติเพิ่มเติม โครงสร้างและแผนภาพการเชื่อมต่อแสดงไว้ในรูปที่ 1 3.
ข้าว. 3.
ความแตกต่างที่สำคัญระหว่าง L6386E และ L6385Eประการแรก มีการเพิ่มอินพุต SD เพิ่มเติม ซึ่งเป็นระดับสัญญาณต่ำที่จะปิดทรานซิสเตอร์ทั้งสองตัว โดยไม่คำนึงถึงสถานะของอินพุต HIN และ LIN มักใช้เป็นสัญญาณปิดฉุกเฉิน ไม่เกี่ยวข้องกับวงจรสร้างสัญญาณควบคุมอินพุต ประการที่สอง มีการเพิ่มสเตจเพื่อควบคุมกระแสที่ไหลผ่านทรานซิสเตอร์สเตจล่าง เมื่อเปรียบเทียบกับแผนภาพก่อนหน้า เราจะเห็นว่าท่อระบายน้ำของทรานซิสเตอร์ด้านล่างเชื่อมต่อกับกราวด์ไม่ได้โดยตรง แต่ผ่านตัวต้านทานกระแส (เซ็นเซอร์ปัจจุบัน) หากแรงดันตกคร่อมเกินค่าเกณฑ์ V REF ระดับต่ำจะเกิดขึ้นที่เอาต์พุต DIAG โปรดทราบว่าสถานะนี้ไม่ส่งผลต่อการทำงานของวงจร แต่เป็นเพียงตัวบ่งชี้เท่านั้น
คำไม่กี่คำเกี่ยวกับการใช้ชิปตระกูล L638x พื้นที่จำกัดของบทความนี้ไม่อนุญาตให้เราพิจารณาตัวอย่างการใช้งาน อย่างไรก็ตาม เอกสาร “คู่มือการใช้งาน L638xE” จาก STMicroelectronics มีตัวอย่างของวงจรควบคุมมอเตอร์สามเฟส วงจรบัลลาสต์หลอดฟลูออเรสเซนต์แบบหรี่แสงได้ ตัวแปลง DC/DC ที่มีหลากหลาย สถาปัตยกรรม และอื่นๆ อีกมากมาย นอกจากนี้ ยังมีการแสดงไดอะแกรมของบอร์ดสาธิตสำหรับไมโครวงจรทั้งหมดในตระกูลนี้ (รวมถึงโทโพโลยีของแผงวงจรพิมพ์)
เพื่อสรุปการวิเคราะห์ตระกูล L638x เราสังเกตว่า: เนื่องจากไม่มีคุณลักษณะเฉพาะในพารามิเตอร์แต่ละตัว ตัวขับของตระกูลนี้จึงเป็นหนึ่งในกลุ่มที่ดีที่สุดในอุตสาหกรรมทั้งในแง่ของจำนวนพารามิเตอร์ทั้งหมดและโซลูชันทางเทคนิคที่ใช้
ครอบครัวไดร์เวอร์ไฟฟ้าแรงสูง
ครึ่งสะพาน L639x
เมื่อมองแวบแรก ไมโครวงจรของตระกูลนี้ถือได้ว่าเป็นการพัฒนาไมโครวงจร L6384E อย่างไรก็ตาม เมื่อวิเคราะห์ฟังก์ชันการทำงานของไดรเวอร์ตระกูล L639x เป็นเรื่องยากมากที่จะจดจำ L6384E ว่าเป็นต้นแบบ (ยกเว้นอาจเป็นเพราะไม่มีไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์อื่นๆ ในกลุ่มผลิตภัณฑ์ STMicroelectronics) ตารางที่ 2 แสดงองค์ประกอบและพารามิเตอร์ของวงจรไมโครตระกูล L639x
ตารางที่ 2. พารามิเตอร์ไดรเวอร์ตระกูล L639x
| ชื่อ | วอฟฟ์เซ็ต, วี | ไอโอ+, มิลลิแอมป์ | ไอโอ-, แมสซาชูเซตส์ | ตัน น.ส | ทอฟฟ์, ns | Tdt, μs | พิมพ์ | สมาร์ท เอสดี | ออปแอมป์ | คอมพ์ | ควบคุม |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6390 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | มี | มี | มี | หิน/-ลิน/-SD |
| L6392 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | มี | หิน/-ลิน/-SD | ||
| L3693 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | มี | PH/-BR/-SD |
คุณสมบัติหลักของวงจรไมโครตระกูลนี้คือการมีองค์ประกอบเพิ่มเติมในตัว: แอมพลิฟายเออร์ปฏิบัติการหรือตัวเปรียบเทียบ (สำหรับ L6390 —ทั้งคู่). ในรูป รูปที่ 4 แสดงโครงสร้างและแผนภาพวงจรของชิป L6390
ข้าว. 4.
องค์ประกอบเพิ่มเติมมีข้อดีอะไรบ้างในการใช้งานจริง? แอมพลิฟายเออร์ปฏิบัติการ (ใน L6390 และ L6392) ได้รับการออกแบบมาเพื่อวัดกระแสที่ไหลผ่านโหลด ยิ่งไปกว่านั้น เนื่องจากมีเอาต์พุตทั้งสอง (OP+ และ OP-) จึงเป็นไปได้ที่จะสร้างทั้งค่าสัมบูรณ์และการเบี่ยงเบนจากแรงดันอ้างอิงที่แน่นอน (สอดคล้องกัน เช่น กับค่าสูงสุดที่อนุญาต) ที่เอาต์พุตที่สอดคล้องกันของไมโครวงจร . ในไดรเวอร์ L6390 ตัวเปรียบเทียบจะทำหน้าที่เฉพาะของ "การปิดระบบอัจฉริยะ" ( การปิดระบบอัจฉริยะ) - เช่น. เมื่อกระแสไฟสูงสุดที่อนุญาตในโหลดเกิน ตัวเปรียบเทียบจะเริ่มส่งผลต่อลอจิกของไดรเวอร์ และทำให้แน่ใจว่าการตัดการเชื่อมต่อของโหลดเป็นไปอย่างราบรื่น ความเร็วในการปิดเครื่องถูกกำหนดโดยวงจร RC ที่เชื่อมต่อกับพิน SD/OD นอกจากนี้ เนื่องจากเอาต์พุตนี้เป็นแบบสองทิศทาง จึงสามารถเป็นได้ทั้งเอาต์พุตบ่งชี้ข้อผิดพลาดสำหรับไมโครคอนโทรลเลอร์ควบคุมหรืออินพุตสำหรับการบังคับปิดเครื่อง
วงจรไมโครทั้งหมดมีลอจิกป้องกันการเปิดทรานซิสเตอร์ด้านบนและด้านล่างพร้อมกันและดังนั้นการก่อตัวของการหยุดชั่วคราวเมื่อสถานะเอาต์พุตเปลี่ยนแปลง เวลาหยุดชั่วคราว T DT สำหรับวงจรไมโครทั้งหมดของตระกูลสามารถตั้งโปรแกรมได้และถูกกำหนดโดยค่าของตัวต้านทานที่เชื่อมต่อกับพิน DT
ตรรกะการควบคุมใน L6390 และ L6392ประเภทเดียวกัน - สัญญาณ HIN, LIN และ SD
ความแตกต่างของชิป L6393จาก L6390 และ L6392 ไม่เพียงแต่ไม่มีแอมพลิฟายเออร์ในการดำเนินงานเท่านั้น ตัวเปรียบเทียบใน L6393 ไม่ขึ้นอยู่กับส่วนที่เหลือขององค์ประกอบของวงจร และโดยหลักการแล้ว สามารถใช้เพื่อวัตถุประสงค์ที่กำหนดเองได้ อย่างไรก็ตาม แอปพลิเคชันที่เหมาะสมที่สุดคือการควบคุมกระแสและสร้างสัญญาณส่วนเกิน (โดยการเปรียบเทียบกับพิน DIAG ในชิป L6386E ที่กล่าวถึงข้างต้น) ความแตกต่างที่สำคัญอยู่ที่ตรรกะการควบคุม - การรวมกันของสัญญาณควบคุม PHASE, BRAKE และ SD นั้นค่อนข้างหายาก (หากไม่ซ้ำกัน) สำหรับวงจรขนาดเล็กของคลาสนี้ ไซโคลแกรมควบคุมแสดงไว้ในรูปที่ 1 5.
ข้าว. 5.
ไซโคลแกรมมุ่งเน้นไปที่การควบคุมโดยตรงจากสัญญาณเครื่องยนต์ เช่น กระแสตรง และการดำเนินการที่เรียกว่า กลไกการหยุดล่าช้า สมมติว่า BRAKE เป็นสัญญาณที่ส่งไปยังแอคชูเอเตอร์ เช่น ระดับต่ำจะเปิดมอเตอร์โดยไม่คำนึงถึงสถานะของสัญญาณเฟส ขอย้ำอีกครั้งว่า PHASE เป็นสัญญาณจากเซ็นเซอร์ป้อนกลับ เช่น เซ็นเซอร์ความถี่ที่ติดตั้งอยู่บนเพลามอเตอร์ หรือเซ็นเซอร์จำกัดที่ระบุจุดพัก จากนั้นสัญญาณ BRAKE ในระดับสูงจะไม่ดับเครื่องยนต์ทันที แต่จะเกิดขึ้นเฉพาะที่ขอบบวกของสัญญาณ PHASE เท่านั้น ตัวอย่างเช่น หากเรากำลังพูดถึงระบบขับเคลื่อนแคร่ คุณสามารถให้สัญญาณหยุด (ระดับเบรกสูง) ล่วงหน้าได้ แต่การหยุดจะเกิดขึ้นที่จุดเฉพาะเท่านั้น (เมื่อเซ็นเซอร์ PHASE ถูกกระตุ้น)
ในรูป รูปที่ 6 แสดงโครงสร้างและแผนภาพวงจรของชิป L6393
ข้าว. 6.
เกี่ยวกับพารามิเตอร์กระแสเอาต์พุต I O+ (IO-) ที่ 270/430 mA นั้นด้อยกว่า International Rectifier ICs (ซึ่งตามที่ระบุไว้ข้างต้น โดยทั่วไปจะมี 290/600 mA) อย่างไรก็ตาม พารามิเตอร์ไดนามิก T ON /T OFF (125/125 ns) นั้นเหนือกว่า (และมักจะมีนัยสำคัญ) สำหรับชิปทั้งหมดในกลุ่ม IRS
บทสรุปเกี่ยวกับตระกูล L639xด้วยคุณลักษณะเชิงปริมาณที่สูงเพียงพอ ซึ่งในตัวมันเองทำให้เราสามารถจัดกลุ่มผลิตภัณฑ์ตระกูล L639x เป็นหนึ่งในผู้นำอุตสาหกรรมได้ ฟังก์ชันเพิ่มเติมทำให้เกิดการก้าวกระโดดเชิงคุณภาพ เนื่องจากฟังก์ชันเหล่านี้ช่วยให้เราสามารถประยุกต์ใช้ฟังก์ชันเหล่านั้นที่เคยใช้งานก่อนหน้านี้โดยใช้ฟังก์ชันเพิ่มเติมจำนวนหนึ่งได้ในชิปตัวเดียว ส่วนประกอบ
บทสรุป
แน่นอนว่าช่วงของไดรเวอร์ไฟฟ้าแรงสูงจาก STMicroelectronics ไม่สามารถพิจารณาได้กว้างมาก (อย่างน้อยเมื่อเปรียบเทียบกับผลิตภัณฑ์ที่คล้ายกันจาก International Rectifier) อย่างไรก็ตาม คุณลักษณะเชิงปริมาณและคุณภาพของกลุ่มผลิตภัณฑ์ที่ได้รับการตรวจสอบไม่ได้ด้อยไปกว่าผลิตภัณฑ์ IR ที่ดีที่สุด
เมื่อพูดถึงไดรเวอร์ของทรานซิสเตอร์ MOSFET และ IGBT เราไม่สามารถพลาดที่จะพูดถึงตัวทรานซิสเตอร์ได้ STMicroelectronics สร้างเอฟเฟกต์ภาคสนามได้ค่อนข้างกว้าง (เช่น MDMESH V และ SuperMesh3) และทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์ที่มีเกทหุ้มฉนวน เนื่องจากมีการกล่าวถึงชิ้นส่วนอิเล็กทรอนิกส์เหล่านี้ในวารสารนี้เมื่อเร็ว ๆ นี้ อุปกรณ์เหล่านี้จึงไม่อยู่นอกจากขอบเขตของบทความนี้
และสุดท้าย ตามที่กล่าวไว้ข้างต้น กลุ่มผลิตภัณฑ์ไดรเวอร์ทรานซิสเตอร์ MOSFET และ IGBT ของ STMicroelectronics ไม่ได้จบลงด้วยไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์ ช่วงของไดรเวอร์ของหมวดหมู่ "เดี่ยว" และ "หลายรายการ" และพารามิเตอร์สามารถดูได้จากเว็บไซต์อย่างเป็นทางการของ บริษัท STMicroelectronics - http://www.st.com/ .
วรรณกรรม
1. คู่มือการสมัคร L638xE // เอกสาร ST Microelectronics an5641.pdf
2. Yachmennikov V. เพิ่มประสิทธิภาพด้วยทรานซิสเตอร์ MDmesh V // Electronics News, หมายเลข 14, 2009
3. Ilyin P. , Alimov N. การตรวจสอบ MOSFET และ IGBT โดย STMicroelectronics // Electronics News, ฉบับที่ 2, 2009
4. Medjahed D. โซลูชันที่มีประสิทธิภาพสูงโดยใช้ทรานซิสเตอร์ SuperMESH3 // Electronics News, ฉบับที่ 16, 2009
MDMEDH V ในตัวเครื่อง PowerFlat
เอสทีไมโครอิเล็กทรอนิกส์,ผู้นำระดับโลกด้าน MOSFET กำลังไฟ ได้พัฒนาแพ็คเกจ PowerFlat ใหม่พร้อมประสิทธิภาพที่ดีขึ้น ออกแบบมาสำหรับทรานซิสเตอร์ตระกูล MDMESH V โดยเฉพาะ ออกแบบมาสำหรับการติดตั้งบนพื้นผิว ขนาดเคส 8x8 มม. สูง 1 มม. (PowerFlat 8x8 HV) ความสูงที่ต่ำช่วยให้คุณสร้างแหล่งจ่ายไฟที่บางลง รวมถึงลดขนาดของแผงวงจรพิมพ์หรือเพิ่มความหนาแน่นของการติดตั้ง หน้าสัมผัสของท่อระบายในตัวเครื่อง PowerFlat เป็นพื้นผิวโลหะเปลือยขนาดใหญ่ ซึ่งช่วยกระจายความร้อนได้ดีขึ้น จึงช่วยเพิ่มความน่าเชื่อถือ โครงสร้างนี้สามารถทำงานได้ในช่วงอุณหภูมิ -55…150°C
ทรานซิสเตอร์ในตระกูล MDMESH V เป็นทรานซิสเตอร์ที่ดีที่สุดในโลกในแง่ของความต้านทานช่องเปิดในช่วงแรงดันไฟฟ้า 500...650 V ตัวอย่างเช่นทรานซิสเตอร์ในซีรีส์ STW77N65M5จากตระกูล MDMESH V มีค่า Rdson สูงสุด 0.033 Ohm และกระแสคงที่สูงสุด 69 A สำหรับแรงดันไฟฟ้าที่ใช้งาน 650 V นอกจากนี้ค่าเกตของทรานซิสเตอร์ดังกล่าวมีค่าเพียง 200 nK STL21N65M5 —นี่เป็นทรานซิสเตอร์ตัวแรกจากตระกูล MDMESH V ในแพ็คเกจ PowerFlat ที่แรงดันไฟฟ้าในการทำงาน 650 V ทรานซิสเตอร์ STL21N65M5 มีความต้านทานช่องเปิด 0.190 โอห์ม และกระแสคงที่สูงสุด 17 A ในขณะที่ประจุเกตอยู่ที่ 50 nK
เกี่ยวกับ เอสที ไมโครอิเล็กทรอนิกส์
2.3. ไดรเวอร์สำหรับควบคุมทรานซิสเตอร์ที่ทรงพลัง
ไดรเวอร์คือชิปควบคุมที่เชื่อมต่อตัวควบคุมและวงจรลอจิกต่างๆ กับทรานซิสเตอร์กำลังสูงในขั้นตอนเอาต์พุตของคอนเวอร์เตอร์หรืออุปกรณ์ควบคุมมอเตอร์ ไดรเวอร์ที่ให้การส่งสัญญาณจะต้องหน่วงเวลาให้น้อยที่สุดเท่าที่จะเป็นไปได้ และระยะเอาท์พุตจะต้องทนต่อลักษณะโหลดแบบ capacitive ขนาดใหญ่ของวงจรเกตของทรานซิสเตอร์ กระแสซิงก์และซิงก์ของสเตจเอาต์พุตไดรเวอร์ควรอยู่ระหว่าง 0.5 ถึง 2 A หรือมากกว่า
ไดรเวอร์นี้เป็นเครื่องขยายกำลังพัลส์และออกแบบมาเพื่อควบคุมสวิตช์ไฟของตัวแปลงพารามิเตอร์กำลังโดยตรง วงจรขับถูกกำหนดโดยประเภทของโครงสร้างของทรานซิสเตอร์หลัก (ไบโพลาร์, MOS หรือ IGBT) และประเภทของค่าการนำไฟฟ้าตลอดจนตำแหน่งของทรานซิสเตอร์ในวงจรสวิตช์ (“ ด้านบน” เช่น วงจรที่มีกำลังทั้งสอง ขั้วต่อในสถานะเปิดมีศักยภาพสูง หรือ "ต่ำกว่า" ซึ่งขั้วต่อกำลังไฟฟ้าทั้งสองขั้วในสถานะเปิดมีศักยภาพเป็นศูนย์) ผู้ขับขี่จะต้องขยายสัญญาณควบคุมในแง่ของกำลังและแรงดันไฟฟ้า และหากจำเป็น จะต้องจัดให้มีการเปลี่ยนแปลงที่เป็นไปได้ คนขับยังสามารถกำหนดฟังก์ชันการป้องกันกุญแจได้
เมื่อออกแบบวงจรควบคุมสำหรับชุดประกอบทรานซิสเตอร์กำลัง คุณจำเป็นต้องรู้ว่า:
ก) จำเป็นต้องจัดให้มีศักยภาพ "ลอย" เพื่อควบคุมสวิตช์ไฟ "บน" ในวงจรกึ่งบริดจ์
b) เป็นสิ่งสำคัญอย่างยิ่งที่จะต้องสร้างสัญญาณควบคุมขึ้นและลงอย่างรวดเร็วที่มาถึงประตูขององค์ประกอบกำลังเพื่อลดการสูญเสียความร้อนจากการสลับ
c) จำเป็นต้องตรวจสอบให้แน่ใจว่าพัลส์กระแสควบคุมเกตของส่วนประกอบกำลังมีค่าสูงเพื่อชาร์จตัวเก็บประจุอินพุตอย่างรวดเร็ว
d) ในกรณีส่วนใหญ่ จำเป็นต้องมีความเข้ากันได้ทางไฟฟ้าของส่วนอินพุตไดรเวอร์กับสัญญาณดิจิตอล TTL/CMOS มาตรฐาน (โดยปกติจะมาจากไมโครคอนโทรลเลอร์)
เป็นเวลานานแล้วที่นักพัฒนาถูกบังคับให้ออกแบบวงจรควบคุมไดรเวอร์โดยใช้องค์ประกอบที่ไม่ต่อเนื่อง เหตุการณ์สำคัญประการแรกบนเส้นทางการรวมไดรเวอร์ควบคุมคือการปรากฏตัวของวงจรไมโครของซีรีย์ IR21xx และ IR22xx (และจากนั้นการปรับเปลี่ยน IRS21xx, IRS22xx ที่ทันสมัยกว่า) พัฒนาโดย International Rectify ปัจจุบันวงจรไมโครเหล่านี้พบการใช้งานที่กว้างขวางในเทคโนโลยีตัวแปลงพลังงานต่ำเนื่องจากเป็นไปตามข้อกำหนดข้างต้นทั้งหมด
วงจรควบคุมสวิตช์เปิดปิดถูกสร้างขึ้นในลักษณะที่มีการระบุสัญญาณเอาท์พุต (ในรูปของพัลส์ปรับความกว้าง) สัมพันธ์กับตัวนำ "ทั่วไป" ของวงจร ดังที่เห็นได้จากรูป 2.12, กซึ่งแสดงระยะกำลังแบบกึ่งบริดจ์สำหรับทรานซิสเตอร์สวิตชิ่ง เวอร์มอนต์ 2 ก็เพียงพอแล้ว - สัญญาณ "การควบคุม 2" สามารถนำไปใช้กับเกต (ฐาน) ของทรานซิสเตอร์ได้โดยตรงผ่านไดรเวอร์ G2 เนื่องจากแหล่งกำเนิด (ตัวส่งสัญญาณ) เชื่อมต่อกับตัวนำ "ทั่วไป" ของวงจรและการควบคุม ดำเนินการสัมพันธ์กับตัวนำ "ทั่วไป"
แต่แล้วทรานซิสเตอร์ล่ะ? เวอร์มอนต์ 1 ซึ่งทำงานที่ต้นแขนของฮาล์ฟบริดจ์? ถ้าเป็นทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 2 อยู่ในสถานะปิด และ เวอร์มอนต์ 1 เปิดที่แหล่งที่มา เวอร์มอนต์มีแรงดันไฟฟ้า 1 แหล่ง อีพีท. ดังนั้นในการสลับทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ในรูปที่ 1 คุณต้องมีอุปกรณ์ G1 ที่แยกกระแสไฟฟ้าจากวงจร "ทั่วไป" ซึ่งจะส่งสัญญาณพัลส์ของวงจรควบคุม "การควบคุม 1" อย่างชัดเจนโดยไม่ทำให้เกิดการบิดเบือนสัญญาณ วิธีแก้ปัญหาแบบคลาสสิกสำหรับปัญหานี้คือการเปิดหม้อแปลงควบคุม T1 (รูปที่ 2.12, ข) ซึ่งในอีกด้านหนึ่งจะแยกวงจรควบคุมด้วยไฟฟ้าและในทางกลับกันจะส่งสัญญาณพัลส์สวิตชิ่ง ไม่ใช่เรื่องบังเอิญที่โซลูชันทางเทคนิคนี้ถือเป็น "คลาสสิกของประเภท": เป็นที่รู้จักมานานหลายทศวรรษ
ก ข
ข้าว. 2.12. สวิตช์ไฟในวงจรฮาล์ฟบริดจ์
สัญญาณอินพุตเป็นสัญญาณชิปควบคุมที่มีแอมพลิจูดระดับลอจิกมาตรฐาน และการใช้แรงดันไฟฟ้าที่ใช้กับพิน Vdd ทำให้สามารถใช้งานร่วมกับ "ลอจิก" 5 โวลต์แบบคลาสสิกและลอจิก 3.3 โวลต์ที่ทันสมัยกว่าได้ ที่เอาต์พุตของไดรเวอร์จะมีแรงดันไฟฟ้าควบคุมสำหรับทรานซิสเตอร์กำลัง "บน" และ "ล่าง" คนขับได้ใช้มาตรการเพื่อให้มีระดับการควบคุมที่จำเป็น ซึ่งเทียบเท่ากับการแยกกระแสไฟฟ้า (การแยกเทียม) ได้ถูกสร้างขึ้น และมีฟังก์ชันเพิ่มเติม - อินพุตการปิดเครื่อง หน่วยป้องกันแรงดันไฟฟ้าตก และตัวกรองพัลส์ควบคุมระยะสั้น
ดังที่เห็นได้จากแผนภาพบล็อก (รูปที่ 2.13) ไดรเวอร์ประกอบด้วยสองช่องทางอิสระซึ่งออกแบบมาเพื่อควบคุมแขนบนและล่างของวงจรฮาล์ฟบริดจ์ ที่อินพุตของไดรเวอร์จะมีตัวสร้างพัลส์ที่สร้างขึ้นบนพื้นฐานของทริกเกอร์ Schmitt อินพุต Vcc และ Vdd มีไว้สำหรับเชื่อมต่อแรงดันไฟฟ้าเข้ากับกำลังและส่วนควบคุมของวงจร บัส "กราวด์" ของส่วนกำลังและส่วนควบคุมจะถูกแยกออกจากกัน (เทอร์มินัล "ทั่วไป" ที่แตกต่างกัน - Vss และ COM)
ในกรณีส่วนใหญ่ พินเหล่านี้จะเชื่อมต่อเข้าด้วยกัน นอกจากนี้ยังมีความเป็นไปได้ในการแยกแหล่งจ่ายไฟสำหรับส่วนควบคุมและส่วนกำลังเพื่อให้ตรงกับระดับอินพุตกับระดับของวงจรควบคุม อินพุต SD มีการป้องกัน ระยะเอาท์พุตสร้างขึ้นจากทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามเสริม ไมโครเซอร์กิตประกอบด้วยอุปกรณ์เพิ่มเติมที่ช่วยให้การทำงานมีเสถียรภาพโดยเป็นส่วนหนึ่งของวงจรการแปลง: นี่คืออุปกรณ์สำหรับเลื่อนระดับสัญญาณควบคุม (การเปลี่ยนระดับ Vdd/Vcc) อุปกรณ์สำหรับระงับสัญญาณรบกวนอิมพัลส์สั้น (ตัวกรองพัลส์) ความล่าช้าในการสลับ อุปกรณ์ (ความล่าช้า) และแหล่งจ่ายไฟของเครื่องตรวจจับสวนท่ง (ตรวจจับ UV)
ข้าว. 2. 13. หน่วยการทำงานของไมโครวงจร IRS2110 และ IRS2113
แผนภาพการเชื่อมต่อไดรเวอร์ทั่วไปแสดงไว้ในรูปที่ 1 2.14. ตัวเก็บประจุ กับ 1 และ กับ Z - การกรอง ผู้ผลิตแนะนำให้วางไว้ใกล้กับขั้วต่อที่เกี่ยวข้องมากที่สุด ตัวเก็บประจุ กับ 2 และไดโอด วี.ดี. 1 - สเตจบูตสแตรปซึ่งให้พลังงานแก่วงจรควบคุมของทรานซิสเตอร์ข้าง "บน" ตัวเก็บประจุ กับ 4 - กรองในวงจรไฟฟ้า ตัวต้านทาน ร 1 และ ร 2 - ชัตเตอร์
บางครั้งสัญญาณควบคุมแบบมอดูเลตความกว้างสามารถสร้างขึ้นได้ไม่ใช่ที่อินพุตควบคุมสองตัวแยกกัน แต่นำไปใช้กับอินพุตเดียวในรูปแบบของคดเคี้ยวที่มีรอบการทำงานที่แตกต่างกัน วิธีการควบคุมนี้สามารถพบได้ในตัวแปลงที่สร้างสัญญาณไซน์ของความถี่ที่กำหนด ในกรณีนี้ ก็เพียงพอที่จะตั้งค่าการหยุด "เวลาตาย" ระหว่างการปิดทรานซิสเตอร์ฮาล์ฟบริดจ์ตัวหนึ่งและการเปิดทรานซิสเตอร์ตัวที่สอง
ข้าว. 2.14. แผนภาพการเชื่อมต่อทั่วไปสำหรับ IRS2110 และ IRS2113
ไดรเวอร์ดังกล่าวพร้อมยูนิตในตัวสำหรับการสร้างการหยุดชั่วคราว "เวลาตาย" ที่รับประกันนั้นมีอยู่ในกลุ่มผลิตภัณฑ์ International Rectify - นี่คือไมโครวงจร IRS2111 (รูปที่ 2.15)
ข้าว. 2.15. ส่วนประกอบการทำงานของชิป IRS2111
แผนภาพบล็อกแสดงให้เห็นว่าผู้ขับขี่มีหน่วยในตัวสำหรับสร้างการหยุด "เวลาตาย" สำหรับแขนส่วนบนและล่างของฮาล์ฟบริดจ์ ตามเอกสารของผู้ผลิตค่า "dead time" ตั้งไว้ที่ 650 ns (ค่าทั่วไป) ซึ่งเพียงพอสำหรับการควบคุมฮาล์ฟบริดจ์ที่ประกอบด้วยทรานซิสเตอร์กำลัง MOSFET
ไดรเวอร์สำหรับควบคุมวงจรคอนเวอร์เตอร์ที่ซับซ้อน - เฟสเดียวและสามเฟส - มีองค์ประกอบจำนวนมากดังนั้นจึงไม่น่าแปลกใจที่พวกเขาผลิตในรูปแบบของวงจรรวม วงจรขนาดเล็กเหล่านี้นอกเหนือจากตัวไดรเวอร์เองแล้วยังมีวงจรการแปลงระดับ, ลอจิกเสริม, วงจรหน่วงเวลาสำหรับการก่อตัวของเวลาที่ "ตาย", วงจรป้องกัน ฯลฯ ขึ้นอยู่กับขอบเขตการใช้งานของไดรเวอร์ IC มีความโดดเด่น: ต่ำ ตัวขับเคลื่อนสำคัญ ตัวขับเคลื่อนสำคัญอันดับต้น ๆ ; ไดรเวอร์คีย์ล่างและบน ไดรเวอร์ฮาล์ฟบริดจ์ ตัวขับบริดจ์เฟสเดียว ไดรเวอร์บริดจ์สามเฟส
พารามิเตอร์หลักของไดรเวอร์แบบรวมแบ่งออกเป็นสองกลุ่ม: ไดนามิกและการปฏิบัติงาน ไดนามิกรวมถึงเวลาหน่วงการสลับเมื่อปลดล็อคและล็อคกุญแจ เวลาขึ้นและลงของแรงดันเอาต์พุต และเวลาตอบสนองของวงจรป้องกัน พารามิเตอร์การทำงานที่สำคัญที่สุด: ค่าพัลส์สูงสุดของกระแสเอาต์พุตขาเข้า/ขาออก ระดับอินพุต ช่วงแรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่ายไฟ ความต้านทานเอาต์พุต
ไดรเวอร์มักจะได้รับมอบหมายฟังก์ชันการป้องกันบางอย่างสำหรับทรานซิสเตอร์ MOS และ JGVT คุณสมบัติเหล่านี้ได้แก่: การป้องกันไฟฟ้าลัดวงจรที่สำคัญ; การป้องกันแรงดันไฟฟ้าตกของคนขับ
การป้องกันกระแสน้ำ ป้องกันการพังของประตู
คำถามเพื่อการควบคุมตนเอง
อะไรคือความแตกต่างที่สำคัญระหว่างทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์และทรานซิสเตอร์ภาคสนามที่ควรนำมาพิจารณาเมื่อใช้เป็นสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์?
MOPBT รวมข้อดีของทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์และเอฟเฟกต์สนามไว้อย่างไร
แสดงรายการโหมดการทำงานแบบคงที่หลักของทรานซิสเตอร์ ควรใช้ทรานซิสเตอร์ในโหมดใดในอุปกรณ์อิเล็กทรอนิกส์กำลัง
ใช้โครงร่าง Larionov อธิบายสาระสำคัญของความกว้างพัลส์
การมอดูเลต (PWM)