Des pilotes pour des travailleurs de terrain puissants. Utilisation du pilote de clé IR2110 de niveau bas et haut - Explication et exemples de circuits

Les puissants transistors à effet de champ MOSFET conviennent à tout le monde, à l'exception d'une petite nuance : il est souvent impossible de les connecter directement aux broches du microcontrôleur.

Cela est dû, d'une part, au fait que les courants admissibles pour les broches du microcontrôleur dépassent rarement 20 mA, et pour les MOSFET à commutation très rapide (avec de bons bords), lorsqu'il faut charger ou décharger très rapidement la grille (qui a toujours une certaine capacité) , les courants sont nécessaires d'un ordre de grandeur supérieur.

Et, deuxièmement, l’alimentation du contrôleur est généralement de 3 ou 5 Volts, ce qui, en principe, ne permet le contrôle direct que d’une petite classe de travailleurs sur le terrain (appelée niveau logique). Et étant donné que généralement l'alimentation du contrôleur et l'alimentation du reste du circuit ont un fil négatif commun, cette classe est réduite exclusivement aux appareils de terrain de « niveau logique » à canal N.

L'une des solutions à cette situation consiste à utiliser des microcircuits spéciaux - des pilotes précisément conçus pour aspirer des courants importants à travers les portes de champ. Cependant, cette option n’est pas sans inconvénients. Premièrement, les chauffeurs ne sont pas toujours disponibles dans les magasins et, deuxièmement, ils sont assez chers.

À cet égard, l'idée est née de créer un pilote simple et peu coûteux à base de poudre, qui pourrait être utilisé pour contrôler à la fois les appareils de terrain à canal N et à canal P dans n'importe quel circuit basse tension, par exemple jusqu'à 20 volts. , heureusement, moi, comme un vrai accro à la radio, plein de toutes sortes de cochonneries électroniques, donc après une série d'expériences, ce schéma est né :

1. R 1 = 2,2 kOhm, R 2 = 100 Ohm, R 3 = 1,5 kOhm, R 4 = 47 Ohm
2. D 1 - diode 1N4148 (corps en verre)
3. T 1, T 2, T 3 - transistors KST2222A (SOT-23, marquage 1P)
4. T 4 - transistor BC807 (SOT-23, marquage 5C)

La capacité entre Vcc et Out symbolise la connexion d'un interrupteur de terrain à canal P, la capacité entre Out et Gnd symbolise la connexion d'un interrupteur de terrain à canal N (la capacité de grille de ces interrupteurs de terrain).

La ligne pointillée divise le circuit en deux étapes (I et II). Dans ce cas, le premier étage fonctionne comme un amplificateur de puissance et le deuxième étage comme un amplificateur de courant. Le fonctionnement du circuit est décrit en détail ci-dessous.

Donc. Si un niveau de signal élevé apparaît à l'entrée In, alors le transistor T1 s'ouvre, le transistor T2 se ferme (puisque le potentiel à sa base chute en dessous du potentiel au niveau de l'émetteur). En conséquence, le transistor T3 se ferme et le transistor T4 s'ouvre et à travers lui, la capacité de grille du commutateur de champ connecté est rechargée. (Le courant de base du transistor T4 circule le long du chemin E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).

Si un niveau de signal faible apparaît à l'entrée In, alors tout se passe dans l'autre sens - le transistor T1 se ferme, ce qui entraîne une augmentation du potentiel de base du transistor T2 et son ouverture. Cela provoque à son tour le passage du transistor T3 et le blocage du transistor T4. La capacité de grille du commutateur de terrain connecté est rechargée via le transistor ouvert T3. (Le courant de base du transistor T3 circule le long du trajet Vcc->T2->R4->B T3 ->E T3).

C'est essentiellement toute la description, mais certains points nécessitent probablement des explications supplémentaires.

Tout d'abord, que sont le transistor T2 et la diode D1 dans le premier étage ? Tout est très simple ici. Ce n'est pas pour rien que j'ai écrit ci-dessus les trajets des courants de base des transistors de sortie pour différents états du circuit. Regardez-les à nouveau et imaginez ce qui se passerait s'il n'y avait pas de transistor T2 avec le faisceau. Dans ce cas, le transistor T4 serait déverrouillé par un courant important (c'est-à-dire le courant de base du transistor) circulant de la sortie Out à travers T1 et R2 ouverts, et le transistor T3 serait déverrouillé par un petit courant circulant à travers la résistance R3. Cela entraînerait un front montant très long des impulsions de sortie.

Eh bien, deuxièmement, beaucoup seront probablement intéressés par la raison pour laquelle les résistances R2 et R4 sont nécessaires. Je les ai branchés afin de limiter au moins légèrement le courant de crête à travers les bases des transistors de sortie, ainsi que pour enfin égaliser les fronts montant et descendant des impulsions.

L'appareil assemblé ressemble à ceci :

La disposition du pilote est conçue pour les composants SMD, et de telle manière qu'il puisse être facilement connecté à la carte principale de l'appareil (en position verticale). C'est-à-dire que nous pouvons avoir un demi-pont ou autre chose installé sur la carte principale, et il ne reste plus qu'à brancher verticalement les cartes pilotes sur cette carte aux bons endroits.

Le câblage présente quelques particularités. Pour réduire radicalement la taille de la carte, nous avons dû router « légèrement incorrectement » le transistor T4. Avant de le souder à la carte, vous devez le retourner face vers le bas (marqué) et plier les pattes dans le sens opposé (vers la carte).

Comme vous pouvez le constater, la durée des fronts est pratiquement indépendante du niveau de tension d'alimentation et s'élève à un peu plus de 100 ns. À mon avis, plutôt bien pour un design aussi économique.

Peut-être qu'après avoir lu cet article, vous n'aurez pas besoin d'installer des radiateurs de même taille sur les transistors.
Traduction de cet article.

Un court message du traducteur :

Premièrement, dans cette traduction, il peut y avoir de sérieux problèmes avec la traduction des termes, je n'ai pas suffisamment étudié l'électrotechnique et la conception de circuits, mais je sais encore quelque chose ; J'ai également essayé de tout traduire le plus clairement possible, donc je n'ai pas utilisé de concepts tels que bootstrap, MOSFET, etc. Deuxièmement, s'il est désormais difficile de faire une faute d'orthographe (louange aux traitements de texte pour indiquer les erreurs), alors il est assez facile de se tromper de ponctuation.
Et sur ces deux points, je vous demande de me botter le plus fort possible dans les commentaires.

Parlons maintenant davantage du sujet de l'article - avec toute la variété d'articles sur la construction de divers véhicules terrestres (voitures) sur MK, sur Arduino, sur<вставить название>, la conception du circuit lui-même, et encore moins le circuit de connexion du moteur, n'est pas décrite de manière suffisamment détaillée. Cela ressemble généralement à ceci :
- prends le moteur
- prendre les composants
- connecter les composants et le moteur
- …
- BÉNÉFICE !1 !

Mais pour construire des circuits plus complexes que la simple rotation d'un moteur PWM dans une direction via L239x, vous avez généralement besoin de connaissances sur les ponts complets (ou ponts en H), sur les transistors à effet de champ (ou MOSFET) et sur leurs pilotes. S'il n'y a pas de restrictions, vous pouvez utiliser des transistors à canal P et à canal N pour un pont complet, mais si le moteur est suffisamment puissant, les transistors à canal P devront d'abord être suspendus avec un grand nombre de radiateurs, alors des refroidisseurs seront ajoutés, mais s'il est dommage de les jeter complètement, vous pouvez alors essayer d'autres types de refroidissement, ou simplement utiliser uniquement des transistors à canal N dans le circuit. Mais il y a un petit problème avec les transistors à canal N : il peut parfois être assez difficile de les ouvrir « à l'amiable ».

Je cherchais donc quelque chose pour m'aider à réaliser un diagramme approprié et j'ai trouvé un article sur le blog d'un jeune homme nommé Syed Tahmid Mahbub. J'ai décidé de partager cet article.

Dans de nombreuses situations, nous devons utiliser les FET comme commutateurs de haut niveau. Dans de nombreuses situations également, nous devons utiliser des transistors à effet de champ comme commutateurs pour les niveaux supérieur et inférieur. Par exemple, dans les circuits en pont. Dans les circuits en pont partiel, nous avons 1 MOSFET de haut niveau et 1 MOSFET de bas niveau. Dans les circuits en pont complet, nous avons 2 MOSFET de haut niveau et 2 MOSFET de bas niveau. Dans de telles situations, nous devrons utiliser ensemble des pilotes de haut et de bas niveau. Dans de tels cas, le moyen le plus courant de contrôler les transistors à effet de champ consiste à utiliser un pilote de commutateur de niveau bas et haut pour les MOSFET. Sans aucun doute, la puce pilote la plus populaire est l’IR2110. Et dans cet article/manuel, je parlerai exactement de cela.

Vous pouvez télécharger la documentation de l'IR2110 sur le site Web de l'IR. Voici le lien de téléchargement : http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Jetons d'abord un coup d'œil au schéma fonctionnel, ainsi qu'à la description et à l'emplacement des broches :

Figure 1 - Schéma fonctionnel de l'IR2110

Figure 2 - Brochage de l'IR2110

Figure 3 - Description des broches IR2110

Il convient également de mentionner que l'IR2110 est disponible en deux boîtiers : un PDIP à 14 broches pour le montage par brochage et un SOIC à 16 broches pour le montage en surface.

Parlons maintenant des différents contacts.

VCC est l'alimentation de bas niveau, doit être comprise entre 10 V et 20 V. VDD est l'alimentation logique de l'IR2110, elle doit être comprise entre +3V et +20V (par rapport au VSS). La tension réelle que vous choisissez d'utiliser dépend du niveau de tension des signaux d'entrée. Voici le graphique :

Figure 4 - Dépendance de la logique 1 à la puissance

Généralement, un VDD de +5 V est utilisé. Lorsque VDD = +5V, le seuil d'entrée de la logique 1 est légèrement supérieur à 3V. Ainsi, lorsque VDD = +5V, IR2110 peut être utilisé pour contrôler la charge lorsque l'entrée « 1 » est supérieure à 3 (quelques) volts. Cela signifie que l'IR2110 peut être utilisé pour presque tous les circuits, puisque la plupart des circuits ont tendance à être alimentés à environ 5 V. Lorsque vous utilisez des microcontrôleurs, la tension de sortie sera supérieure à 4 V (après tout, le microcontrôleur a assez souvent VDD = +5 V). Lorsque vous utilisez un SG3525 ou TL494 ou un autre contrôleur PWM, vous devrez probablement les alimenter avec une tension supérieure à 10 V, ce qui signifie que les sorties seront supérieures à 8 V à un niveau logique. Ainsi, l'IR2110 peut être utilisé presque partout.

Vous pouvez également réduire le VDD à environ +4 V si vous utilisez un microcontrôleur ou toute puce produisant 3,3 V (par exemple dsPIC33). Lors de la conception de circuits avec l'IR2110, j'ai remarqué que parfois le circuit ne fonctionnait pas correctement lorsque le VDD de l'IR2110 était réglé à moins de +4 V. Par conséquent, je ne recommande pas d'utiliser VDD en dessous de +4V. Dans la plupart de mes circuits, les niveaux de signal n'ont pas une tension inférieure à 4 V comme "1" et j'utilise donc VDD = +5 V.

Si pour une raison quelconque dans le circuit le niveau du signal logique « 1 » a une tension inférieure à 3 V, alors vous devez utiliser un convertisseur de niveau/traducteur de niveau, cela élèvera la tension à des limites acceptables. Dans de telles situations, je recommande d'augmenter à 4V ou 5V et d'utiliser l'IR2110 VDD = +5V.

Parlons maintenant de VSS et COM. VSS est le pays de la logique. COM signifie "retour de bas niveau" - essentiellement le sol de bas niveau du conducteur. On pourrait penser qu'ils sont indépendants, et on pourrait penser qu'il serait peut-être possible d'isoler les sorties du pilote et la logique du signal du pilote. Cependant, ce serait une erreur. Bien qu'ils ne soient pas couplés en interne, l'IR2110 est un pilote non isolé, ce qui signifie que VSS et COM doivent tous deux être connectés à la terre.

HIN et LIN sont des entrées logiques. Un signal haut sur HIN signifie que nous voulons contrôler la touche haute, c'est-à-dire qu'une sortie de haut niveau est effectuée sur HO. Un signal faible sur HIN signifie que nous voulons désactiver le MOSFET de haut niveau, c'est-à-dire que la sortie de bas niveau est effectuée sur HO. La sortie vers HO, haute ou basse, n'est pas considérée par rapport à la masse, mais par rapport à VS. Nous verrons bientôt comment les circuits amplificateurs (diode + condensateur) utilisant VCC, VB et VS fournissent une puissance flottante pour piloter le MOSFET. VS est un retour de puissance flottant. Au niveau haut, le niveau en HO est égal au niveau en VB, par rapport à VS. À faible niveau, le niveau à HO est égal à VS, par rapport à VS, effectivement nul.

Un signal LIN élevé signifie que nous voulons contrôler le commutateur bas, c'est-à-dire que LO est la sortie de haut niveau. Un signal LIN faible signifie que nous voulons désactiver le MOSFET de bas niveau, c'est-à-dire que LO est la sortie de bas niveau. La sortie en LO est considérée par rapport à la masse. Lorsque le signal est haut, le niveau à LO est le même qu'à VCC, par rapport à VSS, effectivement à la masse. Lorsque le signal est faible, le niveau en LO est le même qu'en VSS, par rapport à VSS, effectivement nul.

SD est utilisé comme commande d'arrêt. Lorsque le niveau est bas, l'IR2110 est allumé - la fonction d'arrêt est désactivée. Lorsque cette broche est au niveau haut, les sorties sont désactivées, désactivant le contrôle de l'IR2110.
Jetons maintenant un coup d'œil à une configuration commune avec l'IR2110 pour piloter les MOSFET en tant que commutateurs haut et bas - des circuits en demi-pont.

Figure 5 - Circuit de base sur IR2110 pour contrôle en demi-pont

D1, C1 et C2 avec IR2110 forment le circuit amplificateur. Lorsque LIN = 1 et Q2 sont allumés, C1 et C2 sont chargés au niveau VB, puisqu'une diode est située en dessous de +VCC. Lorsque LIN = 0 et HIN = 1, la charge sur C1 et C2 est utilisée pour ajouter une tension supplémentaire, VB dans ce cas, au-dessus du niveau de source Q1 pour piloter Q1 dans une configuration de commutateur élevé. Une capacité suffisamment grande doit être sélectionnée en C1 pour qu'elle soit suffisante pour fournir la charge nécessaire à Q1 pour que Q1 soit allumé tout le temps. C1 ne devrait pas non plus avoir trop de capacité, car le processus de charge prendra beaucoup de temps et le niveau de tension n'augmentera pas suffisamment pour maintenir le MOSFET allumé. Plus le temps requis à l'état passant est long, plus la capacité requise est grande. Ainsi, une fréquence plus basse nécessite une capacité C1 plus grande. Un facteur de remplissage plus élevé nécessite une capacité C1 plus grande. Bien sûr, il existe des formules pour calculer la capacité, mais pour cela, vous devez connaître de nombreux paramètres, et certains d'entre eux peuvent ne pas être connus, par exemple le courant de fuite d'un condensateur. J'ai donc juste estimé la capacité approximative. Pour les basses fréquences telles que 50 Hz, j'utilise une capacité de 47 uF à 68 uF. Pour les hautes fréquences telles que 30-50 kHz, j'utilise des capacités allant de 4,7 uF à 22 uF. Puisque nous utilisons un condensateur électrolytique, un condensateur céramique doit être utilisé en parallèle avec ce condensateur. Un condensateur céramique n'est pas nécessaire si le condensateur boost est au tantale.

D2 et D3 déchargent rapidement la grille des MOSFET, contournant les résistances de grille et réduisant le temps de coupure. R1 et R2 sont des résistances de grille de limitation de courant.

Le MOSV peut atteindre 500 V maximum.

VCC doit provenir de la source sans interférence. Vous devez installer des condensateurs de filtrage et de découplage du + VCC à la terre pour le filtrage.

Examinons maintenant quelques exemples de circuits avec IR2110.

Figure 6 - Circuit avec IR2110 pour demi-pont haute tension

Figure 7 - Circuit avec IR2110 pour un pont complet haute tension avec commande à clé indépendante (cliquable)

Sur la figure 7, nous voyons l'IR2110 utilisé pour contrôler un pont complet. Il n’y a rien de compliqué là-dedans et je pense que vous l’avez déjà compris. Vous pouvez également appliquer ici une simplification assez populaire : nous connectons HIN1 à LIN2, et nous connectons HIN2 à LIN1, nous obtenons ainsi le contrôle des 4 touches en utilisant seulement 2 signaux d'entrée, au lieu de 4, comme le montre la figure 8.

Figure 8 - Circuit avec IR2110 pour un pont complet haute tension avec commande à clé à deux entrées (cliquable)

Figure 9 - Circuit avec IR2110 comme pilote de haut niveau haute tension

Sur la figure 9, nous voyons l'IR2110 utilisé comme pilote de haut niveau. Le circuit est assez simple et possède les mêmes fonctionnalités que celles décrites ci-dessus. Une chose à prendre en compte est que puisque nous n'avons plus de commutateur de niveau bas, il doit y avoir une charge connectée de OUT à la terre. Sinon, le condensateur de l'amplificateur ne pourra pas se charger.

Figure 10 - Circuit avec IR2110 comme pilote de bas niveau

Figure 11 - Circuit avec IR2110 comme double pilote de bas niveau

Si vous rencontrez des problèmes avec votre IR2110 et que tout continue de tomber en panne, de brûler ou d'exploser, je suis presque sûr que c'est parce que vous n'utilisez pas de résistances grille-source, en supposant que vous l'ayez conçu avec soin, bien sûr. N'OUBLIEZ JAMAIS LES RÉSISTANCES GRILLE-SOURCE. Si vous êtes intéressé, vous pouvez lire mon expérience avec eux ici (j'explique également la raison pour laquelle les résistances empêchent les dommages).

Peut-être qu'après avoir lu cet article, vous n'aurez pas besoin d'installer des radiateurs de même taille sur les transistors.
Traduction de cet article.

Un court message du traducteur :

Premièrement, dans cette traduction, il peut y avoir de sérieux problèmes avec la traduction des termes, je n'ai pas suffisamment étudié l'électrotechnique et la conception de circuits, mais je sais encore quelque chose ; J'ai également essayé de tout traduire le plus clairement possible, donc je n'ai pas utilisé de concepts tels que bootstrap, MOSFET, etc. Deuxièmement, s'il est désormais difficile de faire une faute d'orthographe (louange aux traitements de texte pour indiquer les erreurs), alors il est assez facile de se tromper de ponctuation.
Et sur ces deux points, je vous demande de me botter le plus fort possible dans les commentaires.

Parlons maintenant davantage du sujet de l'article - avec toute la variété d'articles sur la construction de divers véhicules terrestres (voitures) sur MK, sur Arduino, sur<вставить название>, la conception du circuit lui-même, et encore moins le circuit de connexion du moteur, n'est pas décrite de manière suffisamment détaillée. Cela ressemble généralement à ceci :
- prends le moteur
- prendre les composants
- connecter les composants et le moteur
- …
- BÉNÉFICE !1 !

Mais pour construire des circuits plus complexes que la simple rotation d'un moteur PWM dans une direction via L239x, vous avez généralement besoin de connaissances sur les ponts complets (ou ponts en H), sur les transistors à effet de champ (ou MOSFET) et sur leurs pilotes. S'il n'y a pas de restrictions, vous pouvez utiliser des transistors à canal P et à canal N pour un pont complet, mais si le moteur est suffisamment puissant, les transistors à canal P devront d'abord être suspendus avec un grand nombre de radiateurs, alors des refroidisseurs seront ajoutés, mais s'il est dommage de les jeter complètement, vous pouvez alors essayer d'autres types de refroidissement, ou simplement utiliser uniquement des transistors à canal N dans le circuit. Mais il y a un petit problème avec les transistors à canal N : il peut parfois être assez difficile de les ouvrir « à l'amiable ».

Je cherchais donc quelque chose pour m'aider à réaliser un diagramme approprié et j'ai trouvé un article sur le blog d'un jeune homme nommé Syed Tahmid Mahbub. J'ai décidé de partager cet article.

Dans de nombreuses situations, nous devons utiliser les FET comme commutateurs de haut niveau. Dans de nombreuses situations également, nous devons utiliser des transistors à effet de champ comme commutateurs pour les niveaux supérieur et inférieur. Par exemple, dans les circuits en pont. Dans les circuits en pont partiel, nous avons 1 MOSFET de haut niveau et 1 MOSFET de bas niveau. Dans les circuits en pont complet, nous avons 2 MOSFET de haut niveau et 2 MOSFET de bas niveau. Dans de telles situations, nous devrons utiliser ensemble des pilotes de haut et de bas niveau. Dans de tels cas, le moyen le plus courant de contrôler les transistors à effet de champ consiste à utiliser un pilote de commutateur de niveau bas et haut pour les MOSFET. Sans aucun doute, la puce pilote la plus populaire est l’IR2110. Et dans cet article/manuel, je parlerai exactement de cela.

Vous pouvez télécharger la documentation de l'IR2110 sur le site Web de l'IR. Voici le lien de téléchargement : http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Jetons d'abord un coup d'œil au schéma fonctionnel, ainsi qu'à la description et à l'emplacement des broches :

Figure 1 - Schéma fonctionnel de l'IR2110

Figure 2 - Brochage de l'IR2110

Figure 3 - Description des broches IR2110

Il convient également de mentionner que l'IR2110 est disponible en deux boîtiers : un PDIP à 14 broches pour le montage par brochage et un SOIC à 16 broches pour le montage en surface.

Parlons maintenant des différents contacts.

VCC est l'alimentation de bas niveau, doit être comprise entre 10 V et 20 V. VDD est l'alimentation logique de l'IR2110, elle doit être comprise entre +3V et +20V (par rapport au VSS). La tension réelle que vous choisissez d'utiliser dépend du niveau de tension des signaux d'entrée. Voici le graphique :

Figure 4 - Dépendance de la logique 1 à la puissance

Généralement, un VDD de +5 V est utilisé. Lorsque VDD = +5V, le seuil d'entrée de la logique 1 est légèrement supérieur à 3V. Ainsi, lorsque VDD = +5V, IR2110 peut être utilisé pour contrôler la charge lorsque l'entrée « 1 » est supérieure à 3 (quelques) volts. Cela signifie que l'IR2110 peut être utilisé pour presque tous les circuits, puisque la plupart des circuits ont tendance à être alimentés à environ 5 V. Lorsque vous utilisez des microcontrôleurs, la tension de sortie sera supérieure à 4 V (après tout, le microcontrôleur a assez souvent VDD = +5 V). Lorsque vous utilisez un SG3525 ou TL494 ou un autre contrôleur PWM, vous devrez probablement les alimenter avec une tension supérieure à 10 V, ce qui signifie que les sorties seront supérieures à 8 V à un niveau logique. Ainsi, l'IR2110 peut être utilisé presque partout.

Vous pouvez également réduire le VDD à environ +4 V si vous utilisez un microcontrôleur ou toute puce produisant 3,3 V (par exemple dsPIC33). Lors de la conception de circuits avec l'IR2110, j'ai remarqué que parfois le circuit ne fonctionnait pas correctement lorsque le VDD de l'IR2110 était réglé à moins de +4 V. Par conséquent, je ne recommande pas d'utiliser VDD en dessous de +4V. Dans la plupart de mes circuits, les niveaux de signal n'ont pas une tension inférieure à 4 V comme "1" et j'utilise donc VDD = +5 V.

Si pour une raison quelconque dans le circuit le niveau du signal logique « 1 » a une tension inférieure à 3 V, alors vous devez utiliser un convertisseur de niveau/traducteur de niveau, cela élèvera la tension à des limites acceptables. Dans de telles situations, je recommande d'augmenter à 4V ou 5V et d'utiliser l'IR2110 VDD = +5V.

Parlons maintenant de VSS et COM. VSS est le pays de la logique. COM signifie "retour de bas niveau" - essentiellement le sol de bas niveau du conducteur. On pourrait penser qu'ils sont indépendants, et on pourrait penser qu'il serait peut-être possible d'isoler les sorties du pilote et la logique du signal du pilote. Cependant, ce serait une erreur. Bien qu'ils ne soient pas couplés en interne, l'IR2110 est un pilote non isolé, ce qui signifie que VSS et COM doivent tous deux être connectés à la terre.

HIN et LIN sont des entrées logiques. Un signal haut sur HIN signifie que nous voulons contrôler la touche haute, c'est-à-dire qu'une sortie de haut niveau est effectuée sur HO. Un signal faible sur HIN signifie que nous voulons désactiver le MOSFET de haut niveau, c'est-à-dire que la sortie de bas niveau est effectuée sur HO. La sortie vers HO, haute ou basse, n'est pas considérée par rapport à la masse, mais par rapport à VS. Nous verrons bientôt comment les circuits amplificateurs (diode + condensateur) utilisant VCC, VB et VS fournissent une puissance flottante pour piloter le MOSFET. VS est un retour de puissance flottant. Au niveau haut, le niveau en HO est égal au niveau en VB, par rapport à VS. À faible niveau, le niveau à HO est égal à VS, par rapport à VS, effectivement nul.

Un signal LIN élevé signifie que nous voulons contrôler le commutateur bas, c'est-à-dire que LO est la sortie de haut niveau. Un signal LIN faible signifie que nous voulons désactiver le MOSFET de bas niveau, c'est-à-dire que LO est la sortie de bas niveau. La sortie en LO est considérée par rapport à la masse. Lorsque le signal est haut, le niveau à LO est le même qu'à VCC, par rapport à VSS, effectivement à la masse. Lorsque le signal est faible, le niveau en LO est le même qu'en VSS, par rapport à VSS, effectivement nul.

SD est utilisé comme commande d'arrêt. Lorsque le niveau est bas, l'IR2110 est allumé - la fonction d'arrêt est désactivée. Lorsque cette broche est au niveau haut, les sorties sont désactivées, désactivant le contrôle de l'IR2110.
Jetons maintenant un coup d'œil à une configuration commune avec l'IR2110 pour piloter les MOSFET en tant que commutateurs haut et bas - des circuits en demi-pont.

Figure 5 - Circuit de base sur IR2110 pour contrôle en demi-pont

D1, C1 et C2 avec IR2110 forment le circuit amplificateur. Lorsque LIN = 1 et Q2 sont allumés, C1 et C2 sont chargés au niveau VB, puisqu'une diode est située en dessous de +VCC. Lorsque LIN = 0 et HIN = 1, la charge sur C1 et C2 est utilisée pour ajouter une tension supplémentaire, VB dans ce cas, au-dessus du niveau de source Q1 pour piloter Q1 dans une configuration de commutateur élevé. Une capacité suffisamment grande doit être sélectionnée en C1 pour qu'elle soit suffisante pour fournir la charge nécessaire à Q1 pour que Q1 soit allumé tout le temps. C1 ne devrait pas non plus avoir trop de capacité, car le processus de charge prendra beaucoup de temps et le niveau de tension n'augmentera pas suffisamment pour maintenir le MOSFET allumé. Plus le temps requis à l'état passant est long, plus la capacité requise est grande. Ainsi, une fréquence plus basse nécessite une capacité C1 plus grande. Un facteur de remplissage plus élevé nécessite une capacité C1 plus grande. Bien sûr, il existe des formules pour calculer la capacité, mais pour cela, vous devez connaître de nombreux paramètres, et certains d'entre eux peuvent ne pas être connus, par exemple le courant de fuite d'un condensateur. J'ai donc juste estimé la capacité approximative. Pour les basses fréquences telles que 50 Hz, j'utilise une capacité de 47 uF à 68 uF. Pour les hautes fréquences telles que 30-50 kHz, j'utilise des capacités allant de 4,7 uF à 22 uF. Puisque nous utilisons un condensateur électrolytique, un condensateur céramique doit être utilisé en parallèle avec ce condensateur. Un condensateur céramique n'est pas nécessaire si le condensateur boost est au tantale.

D2 et D3 déchargent rapidement la grille des MOSFET, contournant les résistances de grille et réduisant le temps de coupure. R1 et R2 sont des résistances de grille de limitation de courant.

Le MOSV peut atteindre 500 V maximum.

VCC doit provenir de la source sans interférence. Vous devez installer des condensateurs de filtrage et de découplage du + VCC à la terre pour le filtrage.

Examinons maintenant quelques exemples de circuits avec IR2110.

Figure 6 - Circuit avec IR2110 pour demi-pont haute tension

Figure 7 - Circuit avec IR2110 pour un pont complet haute tension avec commande à clé indépendante (cliquable)

Sur la figure 7, nous voyons l'IR2110 utilisé pour contrôler un pont complet. Il n’y a rien de compliqué là-dedans et je pense que vous l’avez déjà compris. Vous pouvez également appliquer ici une simplification assez populaire : nous connectons HIN1 à LIN2, et nous connectons HIN2 à LIN1, nous obtenons ainsi le contrôle des 4 touches en utilisant seulement 2 signaux d'entrée, au lieu de 4, comme le montre la figure 8.

Figure 8 - Circuit avec IR2110 pour un pont complet haute tension avec commande à clé à deux entrées (cliquable)

Figure 9 - Circuit avec IR2110 comme pilote de haut niveau haute tension

Sur la figure 9, nous voyons l'IR2110 utilisé comme pilote de haut niveau. Le circuit est assez simple et possède les mêmes fonctionnalités que celles décrites ci-dessus. Une chose à prendre en compte est que puisque nous n'avons plus de commutateur de niveau bas, il doit y avoir une charge connectée de OUT à la terre. Sinon, le condensateur de l'amplificateur ne pourra pas se charger.

Figure 10 - Circuit avec IR2110 comme pilote de bas niveau

Figure 11 - Circuit avec IR2110 comme double pilote de bas niveau

Si vous rencontrez des problèmes avec votre IR2110 et que tout continue de tomber en panne, de brûler ou d'exploser, je suis presque sûr que c'est parce que vous n'utilisez pas de résistances grille-source, en supposant que vous l'ayez conçu avec soin, bien sûr. N'OUBLIEZ JAMAIS LES RÉSISTANCES GRILLE-SOURCE. Si vous êtes intéressé, vous pouvez lire mon expérience avec eux ici (j'explique également la raison pour laquelle les résistances empêchent les dommages).

Le pilote est un amplificateur de puissance et est destiné à contrôler directement l'interrupteur d'alimentation (parfois des touches) du convertisseur. Il doit amplifier le signal de commande en termes de puissance et de tension et, si nécessaire, assurer son décalage potentiel.

Le nœud de sortie du pilote qui contrôle la grille isolée (transistors MOSFET, IGBT) doit répondre aux exigences suivantes :

Les transistors MOS et IGBT sont des dispositifs contrôlés en tension, mais pour augmenter la tension d'entrée jusqu'au niveau optimal (12-15 V), il est nécessaire de fournir une charge appropriée dans le circuit de grille.

Pour limiter le taux de montée du courant et réduire le bruit dynamique, il est nécessaire d'utiliser des résistances en série dans le circuit de grille.

Les pilotes permettant de contrôler des circuits de conversion complexes contiennent un grand nombre d'éléments, ils sont donc réalisés sous forme de circuits intégrés. Ces microcircuits, en plus des amplificateurs de puissance, contiennent également des circuits de conversion de niveau, une logique auxiliaire, des circuits à retard pour former des temps « morts », ainsi qu'un certain nombre de protections, par exemple contre les surintensités et les courts-circuits, les sous-tensions et bien d'autres. . De nombreuses entreprises produisent une large gamme de fonctionnalités : pilotes de circuit en pont de commutation inférieur, pilotes de circuit en pont supérieur, pilotes de commutateur supérieur et inférieur avec contrôle indépendant de chacun d'eux, pilotes de demi-pont, qui n'ont souvent qu'une seule entrée de commande et peuvent être utilisés pour une entrée symétrique. loi de contrôle, pilotes pour contrôler tous les transistors du circuit en pont.

Un circuit typique pour connecter le pilote des touches supérieure et inférieure de l'International Rectifier IR2110 avec le principe d'alimentation bootstrap est illustré à la Fig. 3.1, a. Les deux touches sont contrôlées indépendamment. La différence entre ce pilote et les autres est que l'IR2110 dispose d'un circuit de conversion de niveau supplémentaire dans les canaux inférieur et supérieur, ce qui vous permet de séparer l'alimentation de la logique du microcircuit de la tension d'alimentation du pilote par niveau. Il contient également une protection contre l'alimentation basse tension du pilote et une source « flottante » haute tension.

Les condensateurs C D, C C sont conçus pour supprimer les interférences haute fréquence dans les circuits logiques et d'alimentation du pilote, respectivement. La source flottante haute tension est constituée du condensateur C1 et de la diode VD1 (alimentation bootstrap).

Les sorties du pilote sont connectées aux transistors de puissance à l'aide des résistances de grille R G1 et R G2.

Étant donné que le pilote est construit sur des éléments de terrain et que la puissance totale dépensée pour le contrôle est insignifiante, le condensateur C1 peut être utilisé comme source d'alimentation pour l'étage de sortie, rechargé à partir de l'alimentation U PIT via la diode haute fréquence VD1. Le condensateur C1 et la diode VD1 forment ensemble une alimentation « flottante » haute tension conçue pour contrôler le transistor supérieur VT1 du support de pont. Lorsque le transistor inférieur VT2 conduit le courant, la source du transistor supérieur VT1 est connectée au fil d'alimentation commun, la diode VD1 s'ouvre et le condensateur C1 est chargé à la tension U C1 = U PIT - U VD1. Au contraire, lorsque le transistor inférieur passe à l'état fermé et que le transistor supérieur VT2 commence à s'ouvrir, la diode VD1 est alimentée par la tension inverse de l'alimentation. De ce fait, l'étage de sortie du pilote commence à être alimenté exclusivement par le courant de décharge du condensateur C1. Ainsi, le condensateur C1 « marche » constamment entre le fil commun du circuit et le fil de l'alimentation (point 1).

Lors de l'utilisation du pilote IR2110 avec alimentation bootstrap, une attention particulière doit être accordée à la sélection des éléments de la source « flottante » haute tension. La diode VD1 doit supporter une tension inverse élevée (en fonction de l'alimentation du circuit), un courant direct admissible d'environ 1 A, un temps de récupération t rr = 10-100 ns, c'est-à-dire être à action rapide. La littérature préconise la diode SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), ainsi que les diodes UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 et autres classes « ultra-rapides ».

Le circuit pilote est conçu de telle manière qu'un niveau de signal logique élevé à n'importe quelle entrée HIN et LIN correspond au même niveau à ses sorties HO et LO (voir Fig. 3.1 b, pilote en mode commun). L'apparition d'un signal logique de niveau haut à l'entrée SD entraîne le blocage des transistors du rack de pont.

Il est conseillé d'utiliser ce microcircuit pour contrôler les commutateurs onduleurs avec régulation de tension de sortie PWM. Il ne faut pas oublier que dans le système de contrôle, il est nécessaire de prévoir des temporisations (temps « mort ») afin d'éviter les courants traversants lors de la commutation des transistors du rack de pont (VT1, VT2 et VT3, VT4, Fig. 1.1).

La capacité C1 est une capacité bootstrap dont la valeur minimale peut être calculée à l'aide de la formule :

Où Q 3 – valeur de la charge de grille d'un interrupteur puissant (valeur de référence) ;

je Pierre– courant de consommation du driver en mode statique (valeur de référence, généralement je Pierre ≈ je G c T clé puissante);

Q 1 – changement cyclique de la charge du conducteur (pour les conducteurs de 500 à 600 volts 5 nK) ;

V n– tension d'alimentation du circuit pilote ;

– chute de tension aux bornes de la diode bootstrap VD1 ;

T– période de commutation des touches puissantes.

Figure 3.1. Schéma de circuit typique pour la mise sous tension du pilote IR2110 (a) et chronogrammes de ses signaux aux entrées et sorties (b)

V DD – alimentation logique du microcircuit ;

V SS – point commun de la partie logique du driver ;

HIN, LIN – signaux d'entrée logiques qui contrôlent respectivement les transistors supérieur et inférieur ;

SD – entrée logique pour désactiver le pilote ;

V CC – tension d'alimentation du pilote ;

COM – pôle négatif de l'alimentation V CC ;

HO, LO – signaux de sortie du pilote qui contrôlent respectivement les transistors supérieur et inférieur ;

V B – tension d'alimentation de la source haute tension « flottante » ;

V S est le point commun du pôle négatif de la source haute tension « flottante ».

La valeur résultante de la capacité bootstrap doit être augmentée de 10 à 15 fois (généralement C entre 0,1 et 1 μF). Il doit s'agir d'une capacité haute fréquence avec un faible courant de fuite (idéalement du tantale).

Les résistances RG 1, R G 2 déterminent le temps d'activation des transistors puissants, et les diodes VD G 1 et VD G 2, contournant ces résistances, réduisent le temps d'activation aux valeurs minimales. Les résistances R1, R2 ont une petite valeur (jusqu'à 0,5 Ohm) et égalisent la propagation de la résistance ohmique le long du bus de commande commun (obligatoire si un commutateur puissant est une connexion parallèle de transistors moins puissants).

Lors du choix d'un pilote pour transistors haute puissance, vous devez prendre en compte :

Loi de contrôle des transistors puissants :

Pour la loi symétrique, les pilotes de commutateur haut et bas et les pilotes en demi-pont conviennent ;

La loi asymétrique nécessite des pilotes de clé supérieure et inférieure avec un contrôle indépendant de chaque clé puissante. Les drivers avec isolation galvanique du transformateur ne sont pas adaptés à une loi asymétrique.

Paramètres d'une clé puissante (je vers ou je draine).

Une approche approximative est généralement utilisée :

I out dr max = 2 A peut contrôler un VT puissant avec un courant jusqu'à 50 A ;

I out dr max =3 A – contrôlez un VT puissant avec un courant allant jusqu'à 150 A (sinon le temps de marche et d'arrêt augmente considérablement et les pertes de puissance pour la commutation augmentent), c'est-à-dire Si un transistor de haute qualité est mal choisi, il perd ses principaux avantages.

Comptabilisation des fonctions supplémentaires.

Les entreprises produisent des chauffeurs avec de nombreuses fonctions de service :

Diverses protections de clés puissantes ;

Protection contre les sous-tensions du conducteur ;

Avec diodes d'amorçage intégrées ;

Avec temporisation réglable et non réglable d'allumage d'un VT puissant par rapport au moment d'extinction de l'autre (lutte contre les courants dans le demi-pont) ;

Avec ou sans isolation galvanique intégrée. Dans ce dernier cas, un microcircuit d'isolation galvanique (le plus souvent un optocoupleur à diode haute fréquence) doit être connecté à l'entrée du driver ;

En phase ou anti-phase ;

Alimentation du pilote (une alimentation de type bootstrap ou trois alimentations à isolation galvanique sont requises).

Si plusieurs types de drivers sont équivalents, privilégiez ceux qui commutent le courant de grille de transistors puissants utilisant des TT bipolaires. Si cette fonction est assurée par des transistors à effet de champ, des dysfonctionnements du pilote peuvent se produire dans certaines circonstances (surcharges) en raison de l'effet de déclenchement « verrouillage ».

Après avoir sélectionné le type de driver (et ses données), des mesures sont nécessaires pour lutter contre les courants traversants dans le demi-pont. La méthode standard consiste à désactiver instantanément une clé puissante et à activer une clé verrouillée avec un délai. À cette fin, des diodes VD G 1 et VD G 2 sont utilisées qui, lors de la fermeture de VT, contournent les résistances de grille et le processus d'arrêt sera plus rapide que le déverrouillage.

En plus de shunter les résistances de grille R G 1 et R G 2 à l'aide de diodes (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1) pour lutter contre les courants traversants dans le circuit P d'une puissante cascade, les entreprises produisent des pilotes intégrés asymétriques dans le courant de commutation de sortie VT je autre sortie m ah sur allumé et éteint je autre sortie m ah, c'est parti(Par exemple je autre sortie m ah sur=2A, je autre sortie m ah, c'est parti=3A).

,
.

Ceci définit les résistances de sortie asymétriques du microcircuit, qui sont connectées en série avec les résistances de grille R G 1 et R G 2.

où toutes les valeurs des formules sont des données de référence pour un pilote spécifique.

.

Pour un pilote symétrique (courant), l'égalité suivante est vraie :
, Ainsi, pour éviter l'apparition de courants traversants, il est nécessaire de sélectionner la valeur totale de la résistance dans le circuit de porte (en raison de
et, en conséquence, ajuster le courant de charge de la capacité de grille VT), le délai d'activation

Où
transistor supérieur ou égal au temps mis pour fermer VT

– temps de décroissance du courant de drain (valeur de référence);
– le temps de retard du début de la coupure du VT par rapport au moment où la tension de blocage est appliquée à la grille, en fonction de la valeur du courant de décharge de la grille (il dépend donc de la résistance totale dans le circuit de la grille). Avec les diodes shunt (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1), le courant de décharge est déterminé uniquement par la résistance
. Par conséquent, pour déterminer

résoudre la proportion suivante

résoudre la proportion suivante

Si la valeur ajustée
il y aura un ordre de grandeur de plus
, alors cela indique un choix incorrect du type de pilote en termes de puissance (grande
) et cela corrige les performances des clés puissantes pour le pire. Pour la détermination définitive de la valeur
vous pouvez utiliser les données techniques de référence du puissant VT. A cet effet, un prorata est établi

résoudre la proportion suivante

résoudre la proportion suivante

(Si la solution donne une valeur de R G 1 avec un signe négatif, alors le délai d'activation sera fourni avec une marge par l'impédance de sortie du driver).

Pour faciliter la lutte contre les courants traversants, certains fabricants, déjà au stade de la fabrication, veillent à ce que le t soit éteint.< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).

Les diodes VD G 1 et VD G 2 doivent être haute fréquence et supporter la tension d'alimentation du pilote avec une réserve.

Pour lutter contre les courants traversants (pour une loi de commande symétrique), vous pouvez sélectionner le driver demi-pont souhaité (s'il convient à d'autres paramètres), dont le temps de retard est réglable dans la plage de 0,4...5 μs (par exemple, Drivers IR tels que IR2184 ou IR21844), si leur délai est supérieur ou égal à t off.

En conclusion, il convient de noter qu'au lieu d'anciennes modifications de pilotes, les entreprises produisent de nouveaux types compatibles avec les anciens, mais peuvent avoir des fonctions de service supplémentaires (généralement des diodes d'amorçage intégrées, ou plutôt des transistors d'amorçage qui remplissent la fonction de diodes auparavant absentes). Par exemple, le pilote IR2011 a été abandonné et remplacé par le nouveau IRS2011 ou IR2011S (l'entrée est ambiguë dans différents manuels).

L'article est consacré aux développements d'Electrum AV LLC à usage industriel, dont les caractéristiques sont similaires aux appareils modulaires produits par Semikron et CT Concept.

Les concepts modernes pour le développement de l'électronique de puissance et le niveau de base technologique de la microélectronique moderne déterminent le développement actif de systèmes construits sur des dispositifs IGBT de différentes configurations et puissances. Dans le programme d'État « Base technologique nationale », deux travaux sont consacrés à ce domaine sur le développement d'une série de modules IGBT de moyenne puissance dans l'entreprise Kontur (Cheboksary) et d'une série de modules IGBT de haute puissance dans l'entreprise Silicon ( Briansk). Dans le même temps, l'utilisation et le développement de systèmes basés sur des modules IGBT sont limités par le manque de dispositifs de commande nationaux pour contrôler les portes IGBT. Ce problème concerne également les transistors à effet de champ de grande puissance utilisés dans les systèmes de conversion avec des tensions allant jusqu'à 200 V.

Actuellement, les dispositifs de contrôle des transistors à effet de champ et IGBT de haute puissance sont représentés sur le marché « électronique » russe par Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron et CT Concept. Les produits IR et Agilent contiennent uniquement un dispositif pour générer des signaux de commande de transistor et des circuits de protection et, dans le cas de travaux avec des transistors de haute puissance ou à hautes fréquences, nécessitent des éléments supplémentaires pour leur utilisation : un convertisseur DC/DC de la puissance requise pour générer les tensions d'alimentation des étages de sortie, des étages de sortie externes puissants pour générer des signaux de commande de grille avec la pente des fronts requise, des éléments de protection (diodes Zener, diodes, etc.), des éléments d'interface du système de contrôle (logique d'entrée, formation d'un schéma de commande pour les dispositifs en demi-pont, signaux d'état optiquement isolés de l'état du transistor commandé, tensions d'alimentation, etc.). Les produits Powerex nécessitent également un convertisseur DC/DC, et des composants externes supplémentaires sont requis pour la correspondance avec TTL, CMOS et fibre optique. Il n'y a pas non plus de signaux d'état nécessaires avec l'isolation galvanique.

Les pilotes les plus fonctionnels sont ceux de Semikron (série SKHI) et CT Concept (types Standard ou SCALE). Les pilotes CT Concept de la série Standart et les pilotes SKHI se présentent sous la forme de cartes de circuits imprimés avec des connecteurs pour la connexion au système de contrôle et des transistors contrôlés avec les éléments nécessaires installés dessus et avec la possibilité d'installer des éléments de réglage par le consommateur. Les produits sont similaires dans leurs caractéristiques fonctionnelles et paramétriques.

La gamme de pilotes SKHI est présentée dans le tableau 1.

Tableau 1. Nomenclature des conducteurs SKHI

Type de pilote semi-kron	Nombre de canaux	Tension maximale à contrôler. transistor,V	Changement de tension de grille, V	Diablotin maximum. sortie courant, A	Charge de grille maximale, µC	Fréquence, kHz	Tension d'isolement, kV	DU/dt, kV/µs
SKHI 10/12	1	1200	+15/–8	8	9,6	100	2,5	75
SKHI 10/17	1	1700	+15/–8	8	9,6	100	4	75
SKHI21A	1	1200	+15/–0	8	4	50	2,5	50
SKHI22A/22B	2	1200	+15/–7	8	4	50	2,5	50
SKHI22A/H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 22V/H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 23/12	2	1200	+15/–8	8	4,8	100	2,5	75
SKHI23/17	2	1700	+15/–8	8	4,8	100	4	75
SKHI24	2	1700	+15/–8	8	5	50	4	50
SKHI26W	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI26F	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI27W	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI27F	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 61	6	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHI 71	7	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHIВS 01	7	1200	+15/–8	1,5	0,75	20	2,5	15

Les pilotes CT Concept SCALE sont fabriqués sur la base d'un assemblage hybride de base et comprennent les principaux éléments de contrôle de puissants transistors à effet de champ ou IGBT, qui sont montés sur une carte de circuit imprimé, avec la possibilité d'installer les éléments de réglage nécessaires. La carte est également équipée des connecteurs et prises nécessaires.

La gamme d'ensembles de pilotes SCALE hybrides de base de CT Concept est présentée dans le tableau 2.

Les dispositifs de commande produits par "Electrum AV" sont des dispositifs entièrement finis et fonctionnellement complets contenant tous les éléments nécessaires pour contrôler les grilles de transistors puissants, fournissant les niveaux nécessaires d'adaptation des signaux de courant et de potentiel, les durées de fronts et de retards, ainsi que la niveaux de protection nécessaires des transistors contrôlés à des niveaux de tension de saturation dangereux (surcharge de courant ou court-circuit) et une tension de grille insuffisante. Les convertisseurs DC/DC et les étages de sortie à transistors utilisés ont la puissance nécessaire pour assurer la commutation de transistors contrôlés de n'importe quelle puissance à une vitesse suffisante pour garantir des pertes de commutation minimales. Les convertisseurs DC/DC et les optocoupleurs disposent de niveaux d'isolation galvanique suffisants pour être utilisés dans les systèmes haute tension.

Tableau 2. Nomenclature des ensembles de pilotes SCALE hybrides de base de CT Concept

Type de pilote de CT Concept	Nombre de canaux	Tension d'alimentation du pilote, V	Diablotin maximum. courant de sortie, A	Tension maximale sur contrôle. transistor,V	Puissance de sortie, W	Latence, ns	Tension d'isolement, V	du/dt, kV/µs	Entrée
IGD508E	1	±15	±8	3300	5	225	5000		Vols
IGD515E	1	±15	±15	3300	5	225	5000		Vols
IGD608E	1	±15	±8	1200	6	60	4000	>50	Transe
IGD608A1 17	1	±15	±8	1700	6	60	4000	>50	Transe
IGD615A	1	±15	±15	1200	6	60	4000	>50	Transe
IGD615A1 17	1	±15	±15	1700	6	60	4000	>50	Transe
IHD215A	2	±15	±1,5	1200	1	60	4000	>50	Transe
IHD280A	2	±15	±8	1200	1	60	4000	>50	Transe
IHD280A1 17	2	±15	±8	1700	1	60	4000	>50	Transe
IHD680A	2	±15	±8	1200	3	60	4000	>50	Transe
IHD680A1 17	2	±15	±8	1700	3	60	4000	>50	Transe
IHD 580F	2	±15	±8	2500	2,5	200	5000		Vols

Cet article présentera les appareils MD115, MD150, MD180 (MD115P, MD150P, MD180P) pour contrôler des transistors simples, ainsi que MD215, MD250, MD280 (MD215P, MD250P, MD280P) pour contrôler des appareils en demi-pont.

Module pilote pour IGBT monocanal et transistors à effet de champ haute puissance : MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, ID180P

Le module driver MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, MD180P est un circuit intégré hybride permettant de contrôler les IGBT et les transistors à effet de champ puissants, y compris lorsqu'ils sont connectés en parallèle. Le module assure l'adaptation des niveaux de courant et de tension avec la plupart des IGBT et des transistors à effet de champ de haute puissance avec une tension maximale admissible allant jusqu'à 1 700 V, une protection contre les surcharges ou les courts-circuits et contre un niveau de tension insuffisant au niveau de la grille du transistor. Le pilote génère un signal « d'alarme » lorsque le mode de fonctionnement du transistor est violé. À l'aide d'éléments externes, le mode de fonctionnement du pilote est ajusté pour un contrôle optimal de différents types de transistors. Le pilote peut être utilisé pour piloter des transistors avec des sorties « Kelvin » ou pour contrôler le courant à l'aide d'une résistance de détection de courant. Les appareils MD115P, MD150P et MD180P contiennent un convertisseur DC/DC intégré pour alimenter les étages de sortie du pilote. Les appareils MD115, MD150, MD180 nécessitent une source d'alimentation externe isolée.

Affectation des broches

1 - « urgence + » 2 - « urgence – » 3 - « entrée + » 4 - « entrée – » 5 - « U power + » (uniquement pour les modèles avec l'index « P ») 6 - « U power – » ( uniquement pour les modèles avec l'indice « P ») 7 - « Général » 8 - « +E puissance » 9 - « sortie » - commande de grille du transistor 10 - « –E puissance » 11 - « avant » - entrée de commande de tension de saturation du transistor contrôlé 12 - "courant" - entrée pour surveiller le courant circulant dans le transistor contrôlé

Modules de pilotage pour IGBT double canal et transistors à effet de champ de puissance IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I

Les modules pilotes MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sont un circuit intégré hybride permettant de contrôler des IGBT et de puissants transistors à effet de champ via deux canaux, à la fois indépendamment et en connexion demi-pont, y compris lorsque les transistors sont connectés en parallèle. Le pilote assure l'adaptation des niveaux de courant et de tension avec la plupart des IGBT et des transistors à effet de champ de haute puissance avec des tensions maximales autorisées jusqu'à 1 700 V, une protection contre les surcharges ou les courts-circuits et un niveau de tension insuffisant au niveau de la grille du transistor. Les entrées du pilote sont isolées galvaniquement de l'unité de puissance avec une tension d'isolement de 4 kV. Le pilote contient des convertisseurs DC/DC internes qui forment les niveaux nécessaires pour contrôler les grilles des transistors. L'appareil génère les signaux d'état nécessaires qui caractérisent le mode de fonctionnement des transistors, ainsi que la disponibilité de l'énergie. À l'aide d'éléments externes, le mode de fonctionnement du pilote est ajusté pour un contrôle optimal de différents types de transistors.

Tableau 4. Désignation des broches du module pilote IGBT double canal et des transistors à effet de champ de puissance

Numéro de broche	Désignation	Fonction	Numéro de broche	Désignation	Fonction
14	ВХ1 « + »	Entrée de commande directe du canal 1	15	IR	Collecteur de mesure pour surveiller la tension de saturation sur le transistor commandé du premier canal
13	ВХ1 « – »	Entrée de commande inverse du premier canal	16	IR1	Entrée de contrôle de tension de saturation avec seuil réglable et temps de blocage du premier canal
12	ST "+E fosse"	Etat de la tension d'alimentation de l'étage de sortie de la première voie	17	Sortie2	Sortie de commande de grille de transistor avec temps d'activation réglable du transistor contrôlé du premier canal
11	NO	Entrée pour connecter un condensateur supplémentaire (réglage du délai d'activation) du premier canal	18	Sortie1	Sortie de commande de grille de transistor avec temps de coupure réglable du transistor commandé du premier canal
10	ST	Sortie d'alarme d'état sur le transistor commandé de la première voie	19	–E fosse
9	BLOC	Entrée de verrouillage	20	Général	Sorties de tension d'alimentation de la partie puissance du driver du premier canal
8		Pas impliqué	21	+E pit	Sorties de tension d'alimentation de la partie puissance du driver du premier canal
7	+5V		22	+E fosse "
6		Entrée pour connecter l'alimentation au circuit d'entrée	23	Général"	Sorties de tension d'alimentation de la section de puissance du pilote du deuxième canal
5	ВХ2 « + »	Entrée de commande directe du canal 2	24	–E fosse "	Sorties de tension d'alimentation de la section de puissance du pilote du deuxième canal
4	ВХ2 « – »	Entrée de commande inverse du deuxième canal	25	Sortie1"	Sortie de commande de grille de transistor avec temps d'activation réglable du transistor contrôlé du deuxième canal
3	ST « Fosse +E »9	État de la tension d'alimentation de l'étage de sortie du deuxième canal	26	Sortie2"	Sortie de commande de grille de transistor avec temps de coupure réglable du transistor contrôlé du deuxième canal
2	Taille 9	Entrée pour connecter un condensateur supplémentaire (réglage du temps de retard de commutation) du deuxième canal	27	IK1"	Entrée de contrôle de tension de saturation avec seuil réglable et temps de blocage du deuxième canal
1	ST9	Sortie d'alarme d'état sur le transistor commandé de la deuxième voie	28	IR"	Collecteur de mesure pour surveiller la tension de saturation sur le transistor commandé du deuxième canal

Les dispositifs des deux types MD1ХХХ et MD2ХХХ assurent la génération de signaux de commande de grille de transistor avec des valeurs réglables séparément des courants de charge et de décharge, avec les paramètres dynamiques requis, assurent le contrôle de la tension et la protection des grilles des transistors en cas de tension insuffisante ou excessive. eux. Les deux types d'appareils surveillent la tension de saturation du transistor contrôlé et effectuent un arrêt d'urgence en douceur de la charge dans des situations critiques, générant un signal optocoupleur l'indiquant. En plus de ces fonctions, les appareils de la série MD1XXX ont la capacité de contrôler le courant via un transistor contrôlé à l'aide d'une résistance externe de mesure de courant - un « shunt ». De telles résistances, avec des résistances de 0,1 à plusieurs mOhms et des puissances de dizaines et centaines de W, réalisées sur des bases céramiques sous forme de bandes de nichrome ou de manganin de géométrie précise avec des valeurs nominales réglables, ont également été développées par Electrum AV LLC. Des informations plus détaillées à leur sujet peuvent être trouvées sur le site Web www.orel.ru/voloshin.

Tableau 5. Paramètres électriques de base

Circuit d'entrée
		min.	taper.	Max.
Tension d'alimentation, V		4,5	5	18
Consommation de courant, mA		pas plus de 80 sans charge pas plus de 300 mA avec charge
Logique d'entrée		CMOS 3-15 V, TTL
Courant aux entrées de commande, mA		pas plus de 0,5
Tension de sortie st, V		pas plus de 15
Courant de sortie st, mA		au moins 10
Circuit de sortie
Courant de sortie de crête, A
MD215		pas plus de 1,5
MD250		pas plus de 5,0
MD280		pas plus de 8,0
Courant moyen de sortie, mA		pas plus de 40
Fréquence de commutation maximale, kHz		pas moins de 100
Taux de changement de tension, kV/µs		au moins 50
Tension maximale sur le transistor commandé, V		pas moins de 1200
Convertisseur DC/DC
Tension de sortie, V		au moins 15
Puissance, W		pas moins de 1 pas moins de 6 (pour les modèles avec indice M)
Efficacité		au moins 80%
Caractéristiques dynamiques
Retarder la sortie d'entrée t on, µs		pas plus de 1
Temporisation de coupure de protection t off, µs		pas plus de 0,5
Délai d'activation de l'état, μs		pas plus de 1
Temps de récupération après déclenchement de la protection, μs		pas plus de 10
		au moins 1 (fixé par les capacités Сt,Сt")
Temps de réponse du circuit de protection contre la tension de saturation lorsque le transistor est activé tblock, μs		au moins 1
Tensions de seuil
		min.	taper.	Max.
Seuil de protection pour alimentation électrique insuffisante E, V		10,4	11	11,7
Le circuit de protection contre la tension de saturation du transistor contrôlé garantit que la sortie est désactivée et que le signal CT est généré à une tension à l'entrée « IR », V		6	6,5	7
Isolation
Tension d'isolement des signaux de commande par rapport aux signaux de puissance, V		pas moins de 4000 tension alternative
Tension d'isolement du convertisseur DC/DC, V		pas moins de 3000 tension CC

Les pilotes proposés vous permettent de contrôler des transistors à hautes fréquences (jusqu'à 100 kHz), ce qui vous permet d'obtenir une très haute efficacité des processus de conversion.

Les appareils de la série MD2ХХХ disposent d'un bloc logique d'entrée intégré qui vous permet de contrôler des signaux avec différentes valeurs de 3 à 15 V (CMOS) et des niveaux TTL standard, tout en fournissant un niveau identique de signaux de commande de grille de transistor et en formant un durée de temporisation de commutation des tensions supérieures et supérieures, réglable à l'aide de condensateurs externes du bras inférieur du demi-pont, qui assure l'absence de courants traversants.

Caractéristiques d'utilisation des pilotes en utilisant l'exemple du périphérique MD2ХХХ

Bref aperçu

Les modules pilotes MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sont des modules de contrôle universels conçus pour commuter des IGBT et des transistors à effet de champ de haute puissance.

Tous les types MD2ХХХ ont des contacts mutuellement compatibles et ne diffèrent que par le niveau de courant d'impulsion maximal.

Les types MD avec des puissances plus élevées - MD250, MD280, MD250P, MD280P conviennent bien à la plupart des modules ou à plusieurs transistors connectés en parallèle utilisés à hautes fréquences.

Les modules pilotes de la série MD2XXX offrent une solution complète aux problèmes de contrôle et de protection des IGBT et des transistors à effet de champ de puissance. En fait, aucun composant supplémentaire n’est requis ni du côté de l’entrée ni du côté de la sortie.

Action

Les modules pilotes MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P pour chacun des deux canaux contiennent :

• un circuit d'entrée qui assure l'adaptation des niveaux de signal et un retard de commutation de protection ;
• isolation électrique entre le circuit d'entrée et la partie puissance (sortie) ;
• circuit de commande de grille de transistor ; sur un transistor ouvert ;
• circuit de surveillance du niveau de tension d'alimentation de la partie puissance du pilote ;
• amplificateur de puissance;
• protection contre les surtensions dans la partie sortie du pilote ;
• source de tension isolée galvaniquement - convertisseur DC//DC (uniquement pour les modules d'indice P)

Les deux canaux pilotes fonctionnent indépendamment l’un de l’autre.

Grâce à l'isolation électrique assurée par des transformateurs et des optocoupleurs (soumis à une tension d'essai de 2650 V AC à 50 Hz pendant 1 minute) entre le circuit d'entrée et la partie puissance, ainsi qu'à une vitesse de montée en tension extrêmement élevée de 30 kV/µs , les modules pilotes sont utilisés dans des circuits avec des tensions potentielles élevées et des sauts de potentiel importants se produisant entre la partie puissance et le circuit de commande.

Les temps de retard très courts des pilotes de la série MD2XXX leur permettent d'être utilisés dans des alimentations haute fréquence, des convertisseurs haute fréquence et des convertisseurs de résonance. Grâce à leurs temps de temporisation extrêmement courts, ils garantissent un fonctionnement sans problème lors du contrôle du pont.

L'une des fonctions principales des pilotes de la série MD2ХХХ est de garantir une protection fiable des transistors de puissance contrôlés contre les courts-circuits et les surcharges. L'état d'urgence du transistor est déterminé à l'aide de la tension sur le collecteur du transistor de puissance à l'état ouvert. Si un seuil défini par l'utilisateur est dépassé, le transistor de puissance s'éteint et reste désactivé jusqu'à ce que le niveau de signal actif à l'entrée de commande se termine. Après cela, le transistor peut être réactivé en appliquant un niveau actif à l'entrée de commande. Ce concept de protection est largement utilisé pour protéger de manière fiable les IGBT.

Affectation fonctionnelle des broches

Broches 14 (VX1 « + »), 13 (VX1 « – »)

Les broches 13 et 14 sont les entrées de commande du pilote. Le contrôle est effectué en leur appliquant des niveaux logiques TTL. L'entrée In1 «+» est directe, c'est-à-dire que lorsqu'un 1 logique lui est appliqué, le transistor de puissance s'ouvre et lorsqu'un 0 est appliqué, il se ferme. L'entrée In1 « – » est inverse, c'est-à-dire que lorsque le 1 logique lui est appliqué, le transistor de puissance se ferme et lorsque le 1 est appliqué, il s'ouvre. Généralement, In1 « – » est connecté au conducteur commun de la partie d'entrée du pilote et il est contrôlé à l'aide de l'entrée In1 « + ». La connexion du pilote inverseur et non inverseur est illustrée à la Fig. 10.

Le tableau 6 montre le diagramme d'état d'un canal pilote.

L'isolation électrique entre les parties d'entrée et de sortie du pilote au niveau de ces broches est réalisée à l'aide d'optocoupleurs. Grâce à leur utilisation, la possibilité d'influence de processus transitoires se produisant sur le transistor de puissance sur le circuit de commande est éliminée.

Tableau 6. Diagramme d'état d'un canal pilote

En1+	Dans1–	Tension de grille du transistor	Tension de saturation du transistor >normale	St	St "+E fosse"	Dehors
X	X	+	X	X	L	L
x	x	x	+	je	N	je
je	x	x	x	x	N	je
x	H	x	x	x	H	je
H	je	-	-	H	H	H

Le circuit d'entrée est doté d'une protection intégrée qui empêche l'ouverture simultanée des deux transistors de puissance du demi-pont. Si un signal de commande actif est appliqué aux entrées de commande des deux canaux, le circuit sera bloqué et les deux transistors de puissance seront fermés.

Les modules pilotes doivent être situés aussi près que possible des transistors de puissance et connectés à ceux-ci avec les conducteurs les plus courts possibles. Les entrées In1 « + » et In1 « – » peuvent être connectées au circuit de contrôle et de surveillance avec des conducteurs jusqu'à 25 cm de long.

De plus, les conducteurs doivent circuler en parallèle. De plus, les entrées In1 « + » et In1 « – » peuvent être connectées au circuit de contrôle et de surveillance à l'aide d'une paire torsadée. Le conducteur commun au circuit d'entrée doit toujours être connecté séparément pour les deux canaux afin de garantir une transmission fiable des impulsions de commande.

Étant donné qu'une transmission fiable des impulsions de commande se produit en cas d'impulsion très longue, la configuration complète doit être vérifiée en cas d'impulsion de commande minimalement courte.

Broche 12 (ST « +E pit »)

La broche 12 est une sortie d'état qui confirme la présence d'alimentation (+18 V) au niveau de la partie sortie (alimentation) du pilote. Il est assemblé selon un circuit collecteur ouvert. Lorsque le driver fonctionne normalement (l'alimentation est disponible et son niveau est suffisant), la broche d'état est connectée à la broche commune du circuit de commande à l'aide d'un transistor ouvert. Si cette broche d'état est connectée selon le schéma illustré à la Fig. 11, alors une situation d'urgence correspondra à un niveau de tension élevé sur celle-ci (+5 V). Le fonctionnement normal du pilote correspondra à un niveau de tension faible au niveau de cette broche d'état. La valeur typique du courant circulant à travers la broche d'état correspond à 10 mA, donc la valeur de la résistance R est calculée à l'aide de la formule R = U / 0,01,

où U est la tension d'alimentation. Lorsque la tension d'alimentation descend en dessous de 12 V, le transistor de puissance est désactivé et le pilote est bloqué.

Broche 11 (Сз)

Un condensateur supplémentaire est connecté à la broche 11, ce qui augmente le temps de retard entre l'impulsion d'entrée et de sortie sur le pilote. Par défaut (sans condensateur supplémentaire), ce temps est exactement de 1 μs, grâce à quoi le driver ne répond pas aux impulsions inférieures à 1 μs (protection contre le bruit impulsionnel). L'objectif principal de ce retard est d'éliminer l'apparition de courants traversants apparaissant dans les demi-ponts. Les courants traversants provoquent un échauffement des transistors de puissance, l'activation de la protection d'urgence, augmentent la consommation de courant et détériorent l'efficacité du circuit. En introduisant ce retard, les deux canaux d'un pilote chargé en demi-pont peuvent être pilotés par un seul signal d'onde carrée.

Par exemple, le module 2MBI 150 a un délai de désactivation de 3 μs. Par conséquent, afin d'éviter l'apparition de courants traversants dans le module lorsque les canaux sont contrôlés conjointement, il est nécessaire d'installer une capacité supplémentaire d'au moins 1 200 ; pF sur les deux canaux.

Pour réduire l'influence de la température ambiante sur le temps de temporisation, il est nécessaire de sélectionner des condensateurs à faible TKE.

Broche 10 (ST)

La broche 10 est la sortie d'état d'une alarme sur le transistor de puissance du premier canal. Un niveau logique haut en sortie correspond au fonctionnement normal du driver, et un niveau bas correspond à une urgence. Un accident se produit lorsque la tension de saturation sur le transistor de puissance dépasse le niveau seuil. Le courant maximum circulant à travers la sortie est de 8 mA.

Broche 9 (BLOC)

La broche 6 est l’entrée de commande du pilote. Lorsqu'une unité logique lui est appliquée, le fonctionnement du pilote est bloqué et une tension de blocage est fournie aux transistors de puissance. L'entrée de blocage est commune aux deux voies. Pour un fonctionnement normal du driver, un zéro logique doit être appliqué à cette entrée.

La broche 8 n'est pas utilisée.

Broches 7 (+5 V) et 6 (commun)

Les broches 6 et 7 sont des entrées pour connecter l'alimentation au pilote. L'alimentation est fournie à partir d'une source d'une puissance de 8 W et d'une tension de sortie de 5 ± 0,5 V. L'alimentation doit être connectée au pilote avec des conducteurs courts (pour réduire les pertes et augmenter l'immunité au bruit). Si les conducteurs de connexion ont une longueur supérieure à 25 cm, il est nécessaire de placer entre eux des condensateurs antibruit (condensateur céramique d'une capacité de 0,1 μF) le plus près possible du driver.

Broche 15 (IR)

La broche 15 (collecteur de mesure) est connectée au collecteur du transistor de puissance. Grâce à lui, la tension sur le transistor ouvert est contrôlée. En cas de court-circuit ou de surcharge, la tension aux bornes du transistor ouvert augmente fortement. Lorsque la valeur de tension seuil au niveau du collecteur du transistor est dépassée, le transistor de puissance est désactivé et l'état d'alarme ST est déclenché. Les diagrammes temporels des processus se produisant dans le pilote lorsque la protection est déclenchée sont présentés sur la Fig. 7. Le seuil de réponse de la protection peut être réduit en connectant des diodes connectées en série, et la valeur seuil de la tension de saturation est U us. por.=7 –n U pr.VD, où n est le nombre de diodes, U pr.VD est la chute de tension aux bornes de la diode ouverte. Si le transistor de puissance est alimenté par une source de 1 700 V, il est nécessaire d'installer une diode supplémentaire avec une tension de claquage d'au moins 1 000 V. La cathode de la diode est connectée au collecteur du transistor de puissance. Le temps de réponse de la protection peut être ajusté à l'aide de la broche 16-IK1.

Broche 16 (IC1)

La broche 16 (collecteur de mesure), contrairement à la broche 15, n'a pas de diode intégrée ni de résistance de limitation. Il est nécessaire de connecter un condensateur qui détermine le temps de réponse de la protection en fonction de la tension de saturation sur un transistor ouvert. Ce délai est nécessaire pour éviter que les interférences n'affectent le circuit. En connectant un condensateur, le temps de réponse de la protection augmente proportionnellement à la capacité de blocage t = 4 C U us. por., où C est la capacité du condensateur, pF. Ce temps est additionné au temps de retard interne du pilote t off (10 %) = 3 μs. Par défaut, le pilote contient une capacité C = 100 pF, donc le délai de réponse de la protection est t = 4 100 6,3 + t off (10 %) = 5,5 μs. Si nécessaire, ce temps peut être augmenté en connectant une capacité entre la broche 16 et le fil d'alimentation commun du bloc d'alimentation.

Broches 17 (sortie 2) et 18 (sortie 1)

Les broches 17 et 18 sont des sorties du pilote. Ils sont conçus pour connecter des transistors de puissance et ajuster leur temps d'activation. La broche 17 (sortie 2) fournit un potentiel positif (+18 V) à la grille du module contrôlé, et la broche 18 (sortie 1) fournit un potentiel négatif (-5 V). S'il est nécessaire d'assurer des fronts de contrôle raides (environ 1 μs) et une puissance de charge peu élevée (deux modules 2MBI 150 connectés en parallèle), une connexion directe de ces sorties aux broches de contrôle des modules est autorisée. Si vous devez resserrer les bords ou limiter le courant de commande (en cas de forte charge), alors les modules doivent être connectés aux broches 17 et 18 via des résistances de limitation.

Si la tension de saturation dépasse le niveau seuil, une diminution douce et protectrice de la tension se produit à la grille du transistor de commande. Temps pour réduire la tension à la grille du transistor au niveau de 90%t off (90%) = 0,5 μs, jusqu'au niveau de 10%t off (10%) = 3 μs. Une diminution douce de la tension de sortie est nécessaire afin d'éliminer la possibilité d'une surtension.

Broches 19 (alimentation –E), 20 (commun) et 21 (+alimentation E)

Les broches 19, 20 et 21 sont les sorties de puissance de la section de puissance du pilote. Ces broches reçoivent la tension du convertisseur DC/DC du pilote. Lors de l'utilisation de pilotes tels que MD215, MD250, MD280 sans convertisseurs DC/DC intégrés, les alimentations externes sont connectées ici : broche 19 –5 V, broche 20 - commune, broche 21 +18 V pour un courant jusqu'à 0,2 A. .

Calcul et sélection du pilote

Les données initiales pour le calcul sont la capacité d'entrée du module C in ou la charge équivalente Q in, la résistance d'entrée du module R in, l'oscillation de tension à l'entrée du module U = 30 V (donnée dans les informations de référence pour. le module), la fréquence maximale de fonctionnement à laquelle le module fonctionne f max.

Il faut trouver le courant impulsionnel circulant à travers l'entrée de commande du module Imax, la puissance maximale du convertisseur DC/DC P.

La figure 16 montre le circuit équivalent de l'entrée du module, qui se compose d'une capacité de grille et d'une résistance de limitation.

Si la charge Qin est spécifiée dans les données source, il est alors nécessaire de la recalculer en capacité d'entrée équivalente Cin = Qin /D U.

La puissance réactive allouée à la capacité d'entrée du module est calculée par la formule Рс =f Q entrée D U. La puissance totale du convertisseur DC/DC du driver Р est la somme de la puissance consommée par l'étage de sortie du driver Рout, et la puissance réactive allouée à la capacité d'entrée du module Рс : P = P out + Pc.

La fréquence de fonctionnement et l'oscillation de tension à l'entrée du module ont été considérées comme maximales dans les calculs. Par conséquent, la puissance maximale possible du convertisseur DC/DC pendant le fonctionnement normal du pilote a été obtenue.

Connaissant la résistance de la résistance de limitation R, vous pouvez trouver le courant d'impulsion circulant dans le driver : I max =D U/R.

Sur la base des résultats du calcul, vous pouvez sélectionner le pilote le plus optimal nécessaire pour contrôler le module d'alimentation.