Μετατροπή αναλογικού σε ψηφιακό για αρχάριους. Αυτόματος έλεγχος θέρμανσης σπιτιού με τα χέρια σας, μέρος 3. Είσοδοι ADC. Άμεση μετατροπή ADC

Γεια σε όλους. Σήμερα θα θίξουμε ένα σοβαρό θέμα που ονομάζεται ADC. Όπως πάντα, θα ξεκινήσω με τα χαρακτηριστικά του ADC, χρησιμοποιώντας το ATmega8 ως παράδειγμα. Και έτσι στο πλοίο υπάρχει ένας μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό 6 καναλιών (ADC) που έχει 4 κανάλια με ακρίβεια 10 bit και 2 κανάλια με ακρίβεια 8 bit.
Τι σημαίνει λοιπόν "ακρίβεια 10-bit"; Αυτό σημαίνει ότι η μέτρηση θα χωριστεί σε 2 10 μέρη και για να προσδιορίσετε το βήμα μέτρησης πρέπει να διαιρέσετε την τάση ADC με 2 10 = 1023 (καθώς η μέτρηση είναι από το 0), για παράδειγμα, εάν η μετρούμενη τάση είναι 2,56V, τότε το βήμα μας θα είναι 2,56/1023=0,0025V. Στη συνέχεια, θα χρειαστεί απλώς να πολλαπλασιάσετε το βήμα με την τιμή των καταχωρητών ADCH (πιο σημαντικό bit) και ADCL (low bit), όπου αποθηκεύεται το αποτέλεσμα μετατροπής.

Τώρα πιο αναλυτικά:
Για να ελέγξουμε το ADC, πρέπει να γράψουμε τους απαραίτητους αριθμούς στους καταχωρητές ελέγχου ADC που ονομάζονται ADMUX και ADCSRA(ADCSR)
ADMUX – Καταχωρητής πολυπλέκτη ADC.

Bit 7:6 (REFS1:REFS0) - bit επιλογής τάσης αναφοράς. Εάν αλλάξουμε αυτά τα bit κατά τη διάρκεια μιας μετατροπής, οι αλλαγές θα ισχύουν μόνο μετά την τρέχουσα μετατροπή. Η τάση αναφοράς μπορεί να επιλεγεί από AVcc (τάση τροφοδοσίας ρεύματος), AREF ή εσωτερική τάση αναφοράς 2,56 V.

Κερδίζει 7:6
REFS1: REFS0
00 ΑΡΕΦ
01 AVcc, με εξωτερικό πυκνωτή στο AREF
10 Αποθεματικό
11 Εσωτερική πηγή 2,56V, με εξωτερικό πυκνωτή στο AREF

Bit 5 – ADLAR. Καθορίζει πώς θα εγγραφεί το αποτέλεσμα στους καταχωρητές

Bit 3:0 – MUX3:MUX0 – Bits επιλογής καναλιού.
MUX3:0
0000ADC0
0001ADC1
0010ADC2
0011ADC3
0100ADC4
0101ADC5
0110ADC6
0111ADC7

Ο επόμενος καταχωρητής είναι το ADCSRA όπου αποθηκεύονται οι κύριες ρυθμίσεις ADC

Bit 7 – ADEN. Ανάλυση ADC.
0 – Το ADC είναι απενεργοποιημένο
1 – ADC ενεργοποιημένο

Bit 6 – ADSC. Έναρξη μετατροπής (σε λειτουργία μετατροπής μίας χρήσης)
0 - η μετατροπή ολοκληρώθηκε
1 – έναρξη μετατροπής

Bit 5 – ADFR. Επιλογή του τρόπου λειτουργίας ADC
0 – λειτουργία απλής μετατροπής
1 – λειτουργία συνεχούς μετατροπής

Bit 4 – ADIF. Σημαία διακοπής ADC. Το bit ορίζεται όταν ολοκληρωθεί η μετατροπή.

Bit 3 – ADIE. Ενεργοποίηση διακοπής ADC
0 - η διακοπή είναι απενεργοποιημένη
1 – η διακοπή είναι ενεργοποιημένη
Μια διακοπή ADC δημιουργείται (αν είναι ενεργοποιημένη) μετά την ολοκλήρωση της μετατροπής.

Bits 2:1 – ADPS2:ADPS0. Συχνότητα ρολογιού ADC, ή μάλλον διαιρέτης συχνότητας ρολογιού MPS
ADPS2:0
000 2
001 2
010 4
011 8
100 16
101 32
110 64
111 128

Όσο μεγαλύτερη είναι η συχνότητα, τόσο πιο γρήγορη είναι η μετατροπή, αλλά τόσο μεγαλύτερο είναι το σφάλμα.

Έτσι γίνεται η μεταμόρφωση

Λοιπόν, για παράδειγμα, ας φτιάξουμε ένα βολτόμετρο 10 V.
Το τμήμα υπολογισμού θα μοιάζει με αυτό:
Θα χρησιμοποιήσουμε το υψηλό byte ADCH, οπότε ο αριθμός των μετρήσεων θα είναι 2 8 = 255. Η τάση αναφοράς είναι μια εσωτερική πηγή 2,56V. Στη συνέχεια υπολογίζουμε το βήμα 2,56/255=1mV. Για να μετρήσουμε τα 10V μας πρέπει να εγκαταστήσουμε ένα διαιρέτη τάσης, χρησιμοποιώντας απλούς υπολογισμούς επιλέγουμε τις πιο εύλογες αντιστάσεις στα 56KOhm και 15KOhm, τότε ο συντελεστής μας είναι 4,73. Η τελική φόρμουλα μοιάζει με αυτό
Τιμή σε Volt = ADCH*0,01*4,73;

Υπάρχει ένα δέκατο σφάλμα επειδή... Το διαχωριστικό δεν επιλέγεται ιδανικά (αν κάποιος θέλει να συναρμολογήσει το κύκλωμα, μπορείτε να εγκαταστήσετε ένα τρίμερ). Απλώς μην ξεχάσετε να εγκαταστήσετε ένα χωρητικό-επαγωγικό φίλτρο.

Τώρα το μέρος του λογισμικού:
Όπως πάντα, δημιουργούμε ένα έργο στο CodeVision, διαγράφουμε τα πάντα και γράφουμε:
// όλα είναι ξεκάθαρα με τις βιβλιοθήκες #include #περιλαμβάνω #περιλαμβάνω #περιλαμβάνω #περιλαμβάνω //οι μεταβλητές μας char αποτέλεσμα? ανυπόγραφο βολτ char? //επιλέξτε μια θύρα για τη θύρα LCD B #asm .equ __lcd_port=0x18 ; #endasm //Συνάρτηση αρχικοποίησης void ADC_init() ( ADMUX = 0xf0; //αν είναι πιο σαφές γράφουμε 0b11110000 ADCSRA = 0x8d; //0b10001101 ) //Συνάρτηση μέτρησης unsigned char (ADC_in_input) (ADC_input | ( ADMUX & 0xF0); Επιστρέψτε το υψηλό byte ) //Η κύρια συνάρτησή μας void main() ( ADC_init(); volt=ADC_result(0)*0.01*4.73*10; //πολλαπλασιάζοντας με το 10 για ακρίβεια στα δέκατα sprintf(result,"V=%i %u",volt/10,volt%10); lcd_init(16); lcd_gotoxy(0,0); lcd_puts(αποτέλεσμα);

Καν 'το!
Εάν θέλετε περισσότερες λεπτομέρειες, διαβάστε το φύλλο δεδομένων ή μεταβείτε στο φόρουμ.

Το εύρος των μετατροπέων αναλογικού σε ψηφιακό είναι σημαντικά μεγαλύτερο από αυτό των DAC. Ωστόσο, όλη η ποικιλία των τύπων τους μπορεί να μειωθεί σε τρεις ποικιλίες: πρόκειται για παράλληλους ADC, ADC διαδοχικής προσέγγισης και ενσωματωμένους ADC. Ας τα δούμε με τη σειρά.

Παράλληλη ADC

Ένα παράλληλο ADC είναι μια κατοπτρική εικόνα του απλούστερου DAC που βασίζεται σε αποκωδικοποιητή που περιγράφεται στην προηγούμενη ενότητα. Σε τέτοια ADC υπάρχει ένας διαιρέτης κατασκευασμένος από k πανομοιότυπες αντιστάσεις, σε κάθε στάδιο του οποίου συνδέεται ένας συγκριτής που συγκρίνει την τάση στο διαχωριστή με το σήμα εισόδου. Οι έξοδοι των συγκριτών σχηματίζουν έναν ενιαίο κωδικό, παρόμοιο με αυτόν που χρησιμοποιείται για τον έλεγχο των ενδείξεων ράβδων στο απλούστερο DAC που περιγράφηκε προηγουμένως. Αυτές οι έξοδοι συνδέονται με έναν κωδικοποιητή με k εισόδους, ο οποίος μετατρέπει αυτόν τον κώδικα σε δυαδικό με τον αριθμό των bit ίσο με oе2(k).

Οι δυσκολίες σε αυτό το μονοπάτι έχουν ήδη περιγραφεί: το κύκλωμα αποδεικνύεται εξαιρετικά δυσκίνητο, για έναν "κωδικό-bit" απαιτεί = 2 "αντιστάσεις και συγκριτές, επιπλέον, αντιστάσεις ακριβώς ταιριασμένες μεταξύ τους και συγκριτές επίσης με πανομοιότυπους Ως εκ τούτου, τέτοιου είδους ADC με πλάτος μεγαλύτερο 8, δεν παράγονται σχεδόν ποτέ. Γιατί κατασκευάζονται καθόλου. μόνο με την ταχύτητα των συγκριτών και τη λογική που χρησιμοποιείται Η πραγματική ταχύτητα του ADC τύπου Tai^ro μπορεί να είναι δεκάδες και εκατοντάδες megahertz (οι πιο ακραίοι τύποι, όπως το MAX 108, επιτρέπουν συχνότητες έως και αρκετά gigahertz). των ADC, όπως θα δούμε, λειτουργούν πολύ πιο αργά.

διαδοχική προσέγγιση ADC

Θα εξετάσουμε τα διαδοχικά προσεγγιστικά ADC με λίγο περισσότερες λεπτομέρειες λόγω της πρακτικής σημασίας τους. Αν και προς το παρόν δεν είναι απαραίτητο να κατασκευάσουμε μόνοι μας τέτοια ADC, αλλά για να τα χρησιμοποιήσουμε με επιτυχία σε μια ολοκληρωμένη σχεδίαση, θα πρέπει να κατανοήσετε καλά τον τρόπο λειτουργίας τους. Αυτός είναι ο τύπος ADC που είναι συνήθως ενσωματωμένος σε μικροελεγκτές (βλ. Κεφάλαια 19 και 20).

Το κύριο συστατικό μιας διαδοχικής προσέγγισης ADC είναι ένα DAC του απαιτούμενου βάθους bit (γι' αυτό θεωρήσαμε το DAC πριν από το ADC). Ένας κωδικός παρέχεται στις ψηφιακές εισόδους του σύμφωνα με έναν συγκεκριμένο κανόνα, ο οποίος αναλύεται παρακάτω. Η έξοδος του DAC συνδέεται σε μία από τις εισόδους του συγκριτή, η άλλη είσοδος του οποίου τροφοδοτείται με τη μετατρεπόμενη τάση. Το αποτέλεσμα σύγκρισης τροφοδοτείται στο κύκλωμα ελέγχου, το οποίο είναι συνδεδεμένο με τον καταχωρητή γεννήτριας κωδικών.

Υπάρχουν πολλές επιλογές για την εφαρμογή της διαδικασίας μετατροπής. Το απλούστερο μοιάζει με αυτό: πρώτον, όλα τα bit του κώδικα είναι μηδέν. Στον πρώτο κύκλο, το πιο σημαντικό bit ορίζεται σε ένα. Εάν η έξοδος DAC υπερβεί την τάση εισόδου, δηλαδή ο συγκριτής μεταβεί στην αντίθετη κατάσταση, τότε το bit επιστρέφει στη λογική μηδενική κατάσταση, διαφορετικά παραμένει στη λογική μία κατάσταση. Στο επόμενο βήμα, η διαδικασία επαναλαμβάνεται για το επόμενο υψηλότερο ψηφίο. Αυτή η μέθοδος επιτρέπει, σε έναν αριθμό κύκλων ρολογιού ίσο με τον αριθμό των bit, να δημιουργηθεί ένας κωδικός στον καταχωρητή που αντιστοιχεί στην τάση εισόδου. Η μέθοδος είναι αρκετά οικονομική από άποψη χρόνου, αλλά έχει ένα σημαντικό μειονέκτημα - εάν η τάση εισόδου αλλάξει κατά τη μετατροπή, το κύκλωμα μπορεί να κάνει λάθη, μερικές φορές ακόμη και σε σημείο πλήρους αστοχίας. Επομένως, σε ένα τέτοιο κύκλωμα είναι απαραίτητο να εγκαταστήσετε μια συσκευή αποθήκευσης δείγματος στην είσοδο, για την οποία περαιτέρω. .

Σε μια άλλη τροποποίηση του ίδιου κυκλώματος, ένας μετρητής αντιστροφής, παρόμοιος με το 561IE11, με τον απαιτούμενο αριθμό ψηφίων χρησιμοποιείται για τη δημιουργία κωδικών. Η έξοδος του συγκριτή συνδέεται απλώς με τον πείρο μεταγωγής κατεύθυνσης μέτρησης. Αρχικά, ο μετρητής μηδενίζεται σε όλα τα bit, μετά από τον οποίο εφαρμόζονται παλμοί ρολογιού σε αυτόν. Μόλις ο μετρητής μετρήσει στην αντίστοιχη τιμή κωδικού και η έξοδος DAC υπερβεί την τάση εισόδου, ο συγκριτής αλλάζει την κατεύθυνση μέτρησης και ο μετρητής τρέχει προς τα πίσω. Μετά το τέλος αυτής της περιόδου καθίζησης, εάν η τάση εισόδου δεν αλλάξει, η τιμή του κωδικού κυμαίνεται συνεχώς εντός του λιγότερο σημαντικού ψηφίου. Εδώ, οι υπερτάσεις δεν είναι τόσο κακές, αλλά ο μεγάλος χρόνος καθίζησης και ο άγνωστος εκ των προτέρων χρόνος απόκρισης στις γρήγορες αλλαγές στο σήμα εισόδου είναι ένα μειονέκτημα ενός τέτοιου ADC, που ονομάζεται «παρακολούθηση».

Τώρα σχετικά με τις συσκευές αποθήκευσης δειγμάτων (SSD). Στην απλούστερη περίπτωση, πρόκειται για τον ίδιο αναλογικό ηλεκτρονικό διακόπτη, το μετρούμενο σήμα παρέχεται στην είσοδο και τοποθετείται ένας πυκνωτής στην έξοδο. Πριν ξεκινήσει η μέτρηση, ο διακόπτης είναι ανοιχτός και η τάση στον πυκνωτή επαναλαμβάνει την τάση εισόδου με όλες τις αλλαγές της. Τη στιγμή που ξεκινά η μέτρηση, το κλειδί είναι κλειδωμένο και στη συνέχεια η τάση που είναι αποθηκευμένη στον πυκνωτή εμφανίζεται ως η μετρούμενη τάση και οι αλλαγές στην είσοδο δεν επηρεάζουν το κύκλωμα μέτρησης.

Όλα φαίνονται απλά, αλλά η παρουσία του UVH, πρώτα απ 'όλα, επιβραδύνει αρκετά τη διαδικασία, καθώς ο διακόπτης έχει πεπερασμένη αντίσταση και, μαζί με τον πυκνωτή, σχηματίζει ένα χαμηλοπερατό φίλτρο, το οποίο χρειάζεται χρόνο για να δημιουργήσει ένα νέα τιμή τάσης και μπορεί να παραμορφώσει το σχήμα του σήματος. Επιπλέον, όσο μεγάλη και αν είναι η αντίσταση εισόδου του συγκριτή, είναι πεπερασμένη και ο διακόπτης επίσης δεν έχει απείρως μεγάλη αντίσταση στην κλειστή κατάσταση. Μερικές φορές το κύκλωμα περιέχει επίσης ένα στοιχείο για την αναγκαστική επαναφορά του πυκνωτή (μηδενίζοντας το τέλος, ο πυκνωτής έχει επίσης τις δικές του διαρροές - όλα αυτά αναγκάζουν τον πυκνωτή να αυξήσει την χωρητικότητα και να μειώσει περαιτέρω την ταχύτητα του κυκλώματος). Οι ενσωματωμένοι ADC αυτού του είδους συχνά παρέχουν ακόμη και μια επιλογή μεταξύ ακρίβειας και ταχύτητας.

Εκτός από τη δειγματοληψία και τη διατήρηση, οι ADC SAR απαιτούν επίσης χρόνο για την έξοδο δεδομένων και την προετοιμασία για τον επόμενο κύκλο μέτρησης. Όλοι αυτοί οι λόγοι οδηγούν στο γεγονός ότι οι πιο συνηθισμένοι ADC 10-12-bit διαδοχικής προσέγγισης έχουν πραγματική ταχύτητα λειτουργίας όχι μεγαλύτερη από 50-200 kHz. Ως παράδειγμα ενός αρκετά προηγμένου μοντέλου, δίνουμε το MAX 1132, το οποίο έχει ανάλυση 16 bit σε συχνότητα δειγματοληψίας 200 kHz. Ωστόσο, τα ADC διαδοχικής προσέγγισης είναι πολύ συνηθισμένα και χρησιμοποιούνται όπου απαιτείται μέση ακρίβεια σε αρκετά υψηλή ταχύτητα.

Ενσωμάτωση ADC

Τα πιο ακριβή και ταυτόχρονα τα πιο αργά είναι τα ενσωματωμένα ADC. Θα τα αναλύσουμε λεπτομερέστερα, γιατί, πρώτον, μπορεί να είναι αρκετά απλά στη σχεδίαση κυκλώματος και μερικές φορές είναι σκόπιμο να κατασκευάσετε μόνοι σας μια τέτοια μονάδα κυκλώματος χρησιμοποιώντας διακριτά στοιχεία αντί να επιλέξετε ένα κατάλληλο τσιπ, και δεύτερον, αυτός ο τύπος Το ADC χρησιμοποιείται συχνότερα στην πρακτική του ραδιοερασιτέχνη (εκτός από τις διαδοχικές προσεγγίσεις ADC που είναι ενσωματωμένοι σε μικροελεγκτές). Αργότερα σε αυτό το κεφάλαιο θα κατασκευάσουμε ένα ψηφιακό θερμόμετρο με αρκετά καλά χαρακτηριστικά με βάση ένα έτοιμο ADC αυτού του τύπου.

Στην πραγματικότητα υπάρχουν τουλάχιστον δώδεκα διαφορετικοί τύποι ενσωμάτωσης ADC, αλλά εδώ θα εξετάσουμε λεπτομερώς μόνο τρεις ποικιλίες. Παρεμπιπτόντως, η ενσωμάτωση ADC είναι ένα παράδειγμα του γεγονότος ότι η ψηφιακή τεχνολογία δεν επιτυγχάνει πάντα την υψηλότερη ακρίβεια σε σύγκριση με την αναλογική τεχνολογία - η κεντρική μονάδα αυτών, όπως είπαμε ήδη, των πιο ακριβών μετατροπέων, είναι ένας καθαρά αναλογικός ολοκληρωτής σε ένα op-amp.

Το κύκλωμα του απλούστερου ολοκληρωμένου ADC φαίνεται στο Σχ. 17.4. Αυτό είναι το λεγόμενο АШ1 με ενιαία ενσωμάτωση. Στην αρχή της μετατροπής, ένα θετικό άκρο φτάνει στην είσοδο C του δυναμικού D flip-flop, το οποίο θέτει την έξοδο Q σε μια λογική κατάσταση. Είναι το επίπεδο ενεργοποίησης για το στοιχείο "AND-NOT" και οι παλμοί αποστέλλονται στην είσοδο του μετρητή. Ταυτόχρονα, το τρανζίστορ VT1 απενεργοποιείται μέσω της εξόδου Q. Ο πυκνωτής αρχίζει να φορτίζει από μια πηγή σταθερού ρεύματος. Εάν η τιμή της μετρούμενης τάσης εισόδου και η τάση στον πυκνωτή είναι ίσες, ο συγκριτής ενεργοποιείται και επαναφέρει τη σκανδάλη («η πύλη» στο λογικό στοιχείο «NAND» είναι κλειδωμένη, το τρανζίστορ ανοίγει και αποφορτίζει τον πυκνωτή, τον μετρητή μηδενίζεται). Ο αριθμός των παλμών που συσσωρεύονται στον μετρητή αυτή τη στιγμή είναι ανάλογος της τάσης εισόδου.

Η πηγή ρεύματος μαζί με τον πυκνωτή σε αυτή την περίπτωση σχηματίζουν τη λεγόμενη γεννήτρια GLIN γραμμικά μεταβαλλόμενης τάσης. Το κύκλωμα μπορεί να απλοποιηθεί εάν αντί για πηγή ρεύματος χρησιμοποιήσουμε μια απλή αντίσταση που τροφοδοτείται από μια σταθερή πηγή τάσης, αλλά επειδή το σχήμα της καμπύλης αύξησης τάσης δεν είναι γραμμικό, αλλά εκθετικό (βλ. Εικ. 5.7 στο Κεφάλαιο 5), έχουμε να περιοριστούμε σε ένα μικρό εύρος τάσεων εισόδου , όπου το σχήμα της καμπύλης εξακολουθεί να είναι κοντά σε μια ευθεία γραμμή. Ωστόσο, στην πράξη αυτό γίνεται συχνά, οπότε δεν σχεδίασα λεπτομερώς την τρέχουσα πηγή.

Ρύζι. 17.4. Ενιαία ολοκλήρωση ADC

Εάν εξακολουθείτε να θέσετε τον στόχο να επεκτείνετε το εύρος εισόδου σε τιμές κοντά στην τάση τροφοδοσίας, τότε θα πρέπει να δημιουργήσετε μια «κανονική» πηγή ρεύματος. Η χρήση ενός απλού τρανζίστορ φαινομένου πεδίου, όπως κάναμε στο εργαστηριακό κύκλωμα τροφοδοσίας (Εικ. 9.11), δεν αποτελεί επιλογή, καθώς εξακολουθεί να είναι μια μάλλον ακατέργαστη πηγή. Από την άλλη πλευρά, αντί να περιφράξεις την πηγή ρεύματος (για παράδειγμα, σύμφωνα με την επιλογή που παρουσιάζεται στο Σχ. 12.5, δ), είναι ευκολότερο να κατασκευαστεί το GLIN με διαφορετικό τρόπο, με τη μορφή ενός συμβατικού ολοκληρωτή σύμφωνα με το Σχ. . 12.5, β, μόνο προσθέτοντας ένα κλειδί επαναφοράς σε αυτό στο τέλος της μετατροπής.

Λεπτομέριες

Για επαναφορά, μπορείτε να χρησιμοποιήσετε ένα συμβατικό τρανζίστορ χαμηλής ισχύος /?-p-/?-αντί για ένα με επίδραση πεδίου, αλλά το εύρος της τάσης εισόδου θα περιοριστεί επίσης από κάτω από την τιμή τάσης στον συλλέκτη του ανοιχτού τρανζίστορ (περίπου 0,3 V). Επομένως, όταν η ισχύς πέσει στα 5 V, είναι καλύτερο να χρησιμοποιήσετε ένα ηλεκτρονικό κλειδί, όπως το 561 KTZ, για επαναφορά. Κατά τη σχεδίαση τέτοιων κυκλωμάτων σε μικροελεγκτές (βλ. παρακάτω), η ίδια ακίδα θύρας μπορεί να χρησιμοποιηθεί για την επαναφορά του πυκνωτή, που είναι η είσοδος του συγκριτή, εάν μεταβεί στην είσοδο στον κύκλο λειτουργίας και στην έξοδο μηδενικού επιπέδου για επαναφορά.

Το διάγραμμα στο Σχ. 17.4 Το μόνο πλεονέκτημα είναι η απλότητα και πολλά μειονεκτήματα. Όταν το κοιτάτε, δεν είναι ξεκάθαρο γιατί νωρίτερα επαίνεσα τα εξαιρετικά χαρακτηριστικά της ενσωμάτωσης ADC. Το κύριο μειονέκτημά του είναι ότι το αποτέλεσμα της μετατροπής εδώ εξαρτάται από τα πάντα στον κόσμο - από τη σταθερότητα της τρέχουσας πηγής και του ίδιου του GLIN (και καθένα από τα στοιχεία του ξεχωριστά, κυρίως τον πυκνωτή), από τη σταθερότητα του κατωφλίου σύγκρισης, σχετικά με την ατέλεια του κλειδιού επαναφοράς, κ.λπ. σελ. Ακόμη χειρότερα, το κύκλωμα σε αυτήν την υλοποίηση ενεργοποιείται από τη στιγμιαία τιμή του σήματος εισόδου και επομένως είναι πολύ ευαίσθητο στη φλυαρία του και σε οποιαδήποτε παρεμβολή. Και αν η συχνότητα ρολογιού κατά λάθος αποδειχθεί πολλαπλάσιο της συχνότητας παρεμβολής (κυρίως η συχνότητα δικτύου με συχνότητα 50 Hz), τότε γενικά μπορούμε να λάβουμε τιμές κάθε φορά που απέχουν πολύ από την αλήθεια^. Επομένως, ένα τέτοιο κύκλωμα είναι κατάλληλο μόνο για τη μέτρηση σημάτων DC - για την παρακολούθηση της τάσης της μπαταρίας ή κάτι τέτοιο (ένα παρόμοιο κύκλωμα, για παράδειγμα, χρησιμοποιείται σε μια θύρα παιχνιδιών υπολογιστή για τη μέτρηση της θέσης ενός ποτενσιόμετρου μοχλού ελέγχου joystick που είναι συνδεδεμένο στον κινητήρα ).

Ταυτόχρονα, η μετατροπή διαρκεί ακόμα αρκετά, καθώς οι συνήθεις τιμές της συχνότητας ρολογιού στην οποία το κύκλωμα εξακολουθεί να λειτουργεί αποδεκτά βρίσκονται στην περιοχή μέγιστων δεκάδων kilohertz (εκτός, φυσικά, εάν χρησιμοποιήστε συγκριτές υψηλής ταχύτητας και λογική), δηλαδή, για να επιτύχετε ικανότητα ανάλυσης οκτώ ψηφίων (δεν μπορείτε να συμπιέσετε περισσότερα ούτως ή άλλως), η συχνότητα δειγματοληψίας θα είναι 100 Hz στην καλύτερη περίπτωση, αλλά στην πράξη θα είναι ακόμη μικρότερη. Ίσως μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε αυτό το γεγονός και να μετρήσουμε όχι τη στιγμιαία, αλλά τη μέση τιμή του σήματος κατά τη διάρκεια του χρόνου μετατροπής;

Αυτό δεν είναι δύσκολο να γίνει - απλώς εφαρμόστε τη μετρούμενη τάση στην είσοδο GLIN και την τάση αναφοράς στον συγκριτή. Στη συνέχεια, το σήμα θα ενσωματωθεί κατά τη διάρκεια του χρόνου μετατροπής και θα ενσωματωθεί με μεγάλη ακρίβεια, θα λάβουμε την πραγματική μέση αριθμητική τιμή του σήματος κατά τη διάρκεια αυτού του χρόνου. Αλλά είναι εύκολο να δούμε ότι η ίδια η συνάρτηση μετατροπής θα είναι αντίστροφη - δηλαδή, ο χρόνος φόρτισης (και η τιμή του κωδικού εξόδου στον μετρητή) θα είναι αντιστρόφως ανάλογος με την τιμή της τάσης εισόδου. Αυτό είναι άβολο, καθώς περιπλέκει πολύ την επεξεργασία του αποτελέσματος. Μπορείτε να χρησιμοποιήσετε κάποια δύσκολη μέθοδο διαίρεσης της συχνότητας χρησιμοποιώντας έναν αντίστροφο μετρητή, μπορείτε επίσης να προσπαθήσετε να αντιστρέψετε το σήμα εισόδου και στη συνέχεια να το μετακινήσετε στη θετική περιοχή, αλλά όλα αυτά οδηγούν σε μια αδικαιολόγητη περιπλοκή του κυκλώματος - η ίδια η ακρίβεια μετατροπής θα δεν αυξηθεί σε καμία περίπτωση, απαλλαγούμε μόνο από τις παρεμβολές.

Για όλους αυτούς τους λόγους, τα ADC με ενιαία ενσωμάτωση, παρά την απλότητά τους, επί του παρόντος δεν χρησιμοποιούνται καθόλου και δεν παράγονται καν με τη μορφή εξειδικευμένων μικροκυκλωμάτων. Ο μόνος τομέας όπου θα μπορούσε να προταθεί μια τέτοια μέθοδος είναι η χρήση μικροεπεξεργαστών που διαθέτουν ενσωματωμένο συγκριτικό. Σε αυτήν την περίπτωση, χρησιμοποιώντας μία εξωτερική αντίσταση και πυκνωτή, μπορείτε να αποκτήσετε τον απλούστερο μετατροπέα αναλογικού σήματος σε κώδικα. Αλλά αυτή η σύσταση έχει πλέον χάσει κάθε νόημα, καθώς οι μικροελεγκτές είναι διαθέσιμοι με ενσωματωμένους «κανονικούς» ADC, χωρίς εξωτερικά στοιχεία, και πολυκάναλους, με εγγυημένη ακρίβεια και ανάλυση έως 10 και ακόμη και 12 bit, που για τους περισσότερους Υπάρχουν είναι υπεραρκετές πρακτικές ανάγκες.

Ίσως η ιστορία για το ADC μεμονωμένης ενσωμάτωσης να αποδείχθηκε πολύ μεγάλη, αλλά αυτό είναι δικαιολογημένο, αφού πλέον ξέρουμε τι πρέπει να προσπαθήσουμε. Και ανυπομονώ για την έκπληξη του αναγνώστη όταν μαθαίνει πώς είναι δυνατόν να ξεπεραστούν όλα σχεδόν τα μειονεκτήματα που αναφέρονται παραπάνω, όπως λένε, με μια πτώση, και, επιπλέον, χωρίς να περιπλέκεται πολύ το σχέδιο. Η ενσωμάτωση των ADC δεν θα είχε τόσο διαδεδομένη δημοτικότητα και επάξια τη φήμη ως «των πιο σταθερών» αν δεν υπήρχε αυτή η περίσταση.

Ρύζι. 17.5. Κύκλος λειτουργίας ADC διπλής ενοποίησης: 1 - ιδανική περίπτωση. 2 -- όταν μετατοπίζεται το όριο σύγκρισης. 3 - κατά την αλλαγή της χωρητικότητας του πυκνωτή

Η ιδέα μιας μεθόδου που ονομάζεται "διπλή" ή "δύο σταδίων" ολοκλήρωση φαίνεται στο Σχ. 17.5. Ας δούμε πρώτα το γράφημα που υποδεικνύεται από τον αριθμό 1. Στο πρώτο μέρος του κύκλου λειτουργίας, για σταθερό χρόνο κύκλου /2 - /], ο πυκνωτής ολοκληρωτή φορτίζεται με ρεύμα που καθορίζεται από την τάση εισόδου (μετρούμενη) f/in Στο δεύτερο μέρος, αυτός ο πυκνωτής εκφορτίζεται με ένα επακριβώς γνωστό ρεύμα, καθορισμένη τάση αναφοράς Uon έως ότου η τάση ισούται με μηδέν (/3). Όσο υψηλότερη είναι η τάση εισόδου, τόσο υψηλότερη θα είναι η φόρτιση του πυκνωτή στο πρώτο μέρος και τόσο περισσότερο θα εκφορτιστεί στο δεύτερο. Είναι εύκολο να δείξουμε ότι ο λόγος του χρονικού διαστήματος /3 ~ ^2 προς τον γνωστό χρόνο ρολογιού /2 ~ A θα είναι ίσος με τον λόγο της τάσης εισόδου U^x προς την τάση αναφοράς Uon προκύπτον χρονικό διάστημα /3 ~ t2 χρησιμοποιώντας τη συνήθη μέθοδο χρησιμοποιώντας μετρητή, όπως αυτό γίνεται στο διάγραμμα στο Σχ. 17.4, θα λάβουμε έναν κωδικό στην έξοδο που είναι ανάλογος με την τάση εισόδου.

Στην πραγματικότητα, η τάση στην οποία εκφορτίζεται ο πυκνωτής ρυθμίζεται από το κατώφλι του συγκριτή και μπορεί γενικά να διαφέρει από το μηδέν κατά μια τιμή 5 λόγω του «βάδισης» του ορίου, για παράδειγμα, όταν αλλάζει η θερμοκρασία. Επειδή όμως στην αρχή του κύκλου μέτρησης η τάση προσδιορίστηκε από την ίδια τιμή κατωφλίου, τότε, όπως μπορείτε να δείτε από το γράφημα 2 στο Σχ. 17.5, στην περίπτωση αυτή, μόνο η αλλαγή του ορίου κατά τη διάρκεια του μετασχηματισμού έχει σημασία. Και ακόμη και στα πιο «αδέξια» ADC αυτού του τύπου δεν ξεπερνά το κλάσμα του δευτερολέπτου, επομένως αυτή η αλλαγή μπορεί να αγνοηθεί. Το αποτέλεσμα δεν θα επηρεαστεί από τη μεταβολή της χωρητικότητας του πυκνωτή, αφού στην περίπτωση αυτή η κλίση της ευθείας γραμμής και η φόρτιση και η εκφόρτιση θα αλλάξουν στον ίδιο βαθμό (γράφημα 3).

Στα πιο ακριβή ADC αυτού του τύπου, εκτελείται επιπλέον ένας κύκλος "διόρθωσης αυτόματης μηδέν", όταν εφαρμόζεται μηδενική τάση στην είσοδο και το αποτέλεσμα αφαιρείται στη συνέχεια από την τιμή κωδικού που λαμβάνεται στον κύκλο λειτουργίας. Επιπλέον, εδώ δεν απαιτείται καν μια «χαλαζοποιημένη» συχνότητα και ολόκληρο το κύκλωμα μπορεί να οδηγηθεί από οποιαδήποτε γεννήτρια RC, με την προϋπόθεση ότι ο χρόνος ρολογιού /2A και η συχνότητα πλήρωσης της «πύλης» για τον υπολογισμό της διάρκειας του προκύπτοντος διαστήματος / Τα 3 - /2 ορίζονται από μία και ίδια γεννήτρια.

Αλλά τα θαύματα δεν συμβαίνουν - η ακρίβεια και η σταθερότητα της μετατροπής εδώ καθορίζονται πλήρως από την ακρίβεια και τη σταθερότητα της τιμής Uon Δεν υπάρχει διαφυγή από αυτό, και, όπως είπαμε, αυτή είναι μια γενική προϋπόθεση για όλα τα ADC και DAC σχέδια χωρίς εξαίρεση. Παρεμπιπτόντως, σημειώστε ότι το f/in και το Uon μαζί σχηματίζουν κάτι σαν τη μη αντιστρεπτική και αντιστρεπτική είσοδο ενός op-amp. Αυτή η αναλογία είναι πολύ πιο ολοκληρωμένη από ό,τι φαίνεται, και χειρίζοντας αυτές τις τιμές, μπορείτε να κάνετε κάθε είδους πράγματα με τον κωδικό εξόδου, ειδικότερα, να προσαρμόσετε την κλίμακα μετασχηματισμού στο επιθυμητό εύρος. Ένα άλλο όφελος που μπορεί να προκύψει από αυτή τη σύνδεση είναι η δυνατότητα πραγματοποίησης σχετικών μετρήσεων, όπου οι τάσεις εισόδου και αναφοράς λαμβάνονται από την ίδια πηγή και επομένως έχουν το ίδιο σχετικό σφάλμα (κάτι σαν το φαινόμενο της απόρριψης κοινού τρόπου λειτουργίας σε ένα op- αμπέραζ).

Παρεμπιπτόντως, κατά την ενσωμάτωση ADC αυτού του είδους, για να καταστείλουμε πληρέστερα τις παρεμβολές, είναι απαραίτητο να γίνει το πρώτο μέρος του κύκλου ολοκλήρωσης ακριβώς πολλαπλάσιο της περιόδου παρεμβολής. Στη συνέχεια, ένας ακέραιος αριθμός περιόδων παρεμβολής ταιριάζει στον κύκλο και υπολογίζεται κατά μέσο όρο. Στην πράξη, η μεγαλύτερη επιρροή ασκείται από παρεμβολές δικτύου με συχνότητα 50 Hz, έτσι προσπαθούν να ορίσουν τη συχνότητα κύκλου σε στρογγυλούς αριθμούς.

Μια απλή έκδοση ενός πρακτικού κυκλώματος ADC διπλής ολοκλήρωσης (μετατροπέας τάσης-χρόνου, NVC) φαίνεται στο Σχ. 17.6. Το τμήμα μέτρησης δεν φαίνεται στο διάγραμμα. Για να κατανοήσετε πώς λειτουργεί το κύκλωμα, θα πρέπει να σημειώσετε ότι η είσοδος ελέγχου Y για κλειδιά τύπου 590KN2 είναι αντίστροφη, δηλαδή, όταν η στάθμη στην είσοδο ελέγχου είναι χαμηλή, το κλειδί είναι ανοιχτό και όταν είναι υψηλό, είναι κλειδωμένο .

Ας δούμε το διάγραμμα εργασίας (Εικ. 17.6, δεξιά). Τη στιγμή της αρνητικής πτώσης στην είσοδο του ρολογιού T, το flip-flop RS ρυθμίζεται σε ένα στην έξοδο Q Καθώς η είσοδος T είναι σε αρνητικό επίπεδο αυτή τη στιγμή, ανοίγει το πλήκτρο D1/1 και τα άλλα πλήκτρα είναι κλειδωμένα. Ο πυκνωτής συνδέεται με την ανάδραση του άνω ενισχυτή op-amp (DA1/1) και ξεκινά ο κύκλος ολοκλήρωσης της τάσης εισόδου (η τάση στον πυκνωτή αυξάνεται σε απόλυτη τιμή, δηλαδή στην έξοδο DA1/1 πέφτει, αφού η ο ολοκληρωτής αναστρέφεται). Στο τέλος του αρνητικού μισού κύκλου της συχνότητας ρολογιού, το κλειδί D1/1 είναι κλειδωμένο και το πλήκτρο D1/3 ανοίγει, ο φορτισμένος πυκνωτής συνδέεται με την ανάδραση του δεύτερου ενισχυτή λειτουργίας (DA1/2). Ξεκινά ο κύκλος ολοκλήρωσης της τάσης αναφοράς (η αλλαγή της τάσης στον πυκνωτή φαίνεται στο διάγραμμα με διακεκομμένη γραμμή). Δεδομένου ότι δεν υπάρχει πλέον ανάδραση στον πρώτο ενισχυτή, θα λειτουργεί σαν συγκριτής - πρώτα, μια τάση ίση με την αρνητική παροχή (ή κοντά σε αυτήν) θα δημιουργηθεί στην έξοδό του και τη στιγμή που η τάση στο Ο πυκνωτής ισούται με μηδέν, η έξοδος θα σπεύσει απότομα από την αρνητική στη θετική παροχή (αλλά θα περιοριστεί σε επίπεδο περίπου +0,6 V από τη δίοδο που περιλαμβάνεται στην ανάδραση, η οποία απαιτείται για να μην καθυστερήσει η διαδικασία μετάβασης) . Το θετικό άκρο θα μεταφερθεί στην μηδενική είσοδο του flip-flop RS και θα θέσει την έξοδο Q του σε κατάσταση λογικού μηδενισμού. Σε αυτήν την περίπτωση, ο διακόπτης D1/2 θα ανοίξει και θα βραχυκυκλώσει τον πυκνωτή, διακόπτοντας έτσι τη διαδικασία ολοκλήρωσης. Στην είσοδο του άνω ενισχυτή, η τάση θα τεθεί στο μηδέν και στην έξοδο, μιλώντας γενικά (καθώς δεν υπάρχει ακόμα ανάδραση), θα γίνει αόριστη και εμφανίζεται συμβατικά στο διάγραμμα ως μηδενική στάθμη .

Ρύζι. 17.6. Μια απλή έκδοση του ADC διπλής ολοκλήρωσης (DIC)

Αυτή η κατάσταση διαρκεί μέχρι το τέλος της περιόδου ρολογιού και με αρνητικό άκρο στην είσοδο T, οι διακόπτες D1/3 και D1/2 θα κλείσουν και όλα θα ξεκινήσουν από την αρχή. Ένας παλμός θετικής τάσης σχηματίζεται στην έξοδο του κυκλώματος, η διάρκεια του οποίου /3 – /2 είναι ανάλογη με την τάση εισόδου, σύμφωνα με τη σχέση που διατυπώθηκε προηγουμένως.

Το κύκλωμα έχει σχεδιαστεί για να λαμβάνει ανάλυση 12 bit ή 4096 διαβαθμίσεις. Η σταθερότητα του κυκλώματος εξαρτάται άμεσα από τη σταθερότητα των αντιστάσεων, επομένως πρέπει να επιλέγονται με ακρίβεια όχι χειρότερη από 0,1%, σε αυτήν την περίπτωση η απόλυτη ακρίβεια μπορεί να φτάσει τα 10 ψηφία χωρίς πρόσθετη βαθμονόμηση. Ωστόσο, το Uon δεν πρέπει επίσης να έχει μικρότερη σταθερότητα, επομένως για να το αποκτήσετε, θα πρέπει να χρησιμοποιούνται ακριβείς πηγές τάσης αναφοράς. Σε αυτή την περίπτωση, το μικροκύκλωμα MAX875 είναι κατάλληλο, δίνοντας έξοδο 5 V με ακρίβεια 0,04%. Μια λεπτομερής ανάλυση όλων των σφαλμάτων αυτού του κυκλώματος, συμπεριλαμβανομένων των σφαλμάτων θερμοκρασίας, θα καταλάμβανε πολύ χώρο, επομένως θα εξετάσουμε μόνο την αρχή της επιλογής της συχνότητας μετατροπής και τις απαιτήσεις για τα στοιχεία.

Η μέγιστη συχνότητα δειγματοληψίας μπορεί να υπολογιστεί από τις ακόλουθες εκτιμήσεις. Δεδομένου ότι έχουμε να κάνουμε με CMOS, θα πάρουμε τη μέγιστη συχνότητα παλμού μέτρησης στο 1 MHz. Πρέπει να παρέχουμε 12 bit, δηλαδή, ο αριθμός των παλμών κατά τη διάρκεια της "πύλης" στη μέγιστη δυνατή τάση εισόδου ίση με την τάση αναφοράς πρέπει να είναι τουλάχιστον 4096 τεμάχια. Διαιρώντας το 1 MHz με αυτόν τον αριθμό, παίρνουμε μια συχνότητα περίπου 244 Hz, αλλά πρέπει να μειωθεί στο μισό, αφού πρέπει να έχουμε δύο τέτοιους κύκλους στην περίοδο εργασίας - άμεση και αντίστροφη ολοκλήρωση. Συνολικά, παίρνουμε 122 Hz, που είναι η μέγιστη συχνότητα με την επιλεγμένη βάση στοιχείων. Με βάση αυτό, επιλέχθηκαν οι τιμές αντίστασης και η χωρητικότητα του πυκνωτή. Με τις τιμές τους που υποδεικνύονται στο διάγραμμα, η τάση στην έξοδο του ολοκληρωτή με τάση εισόδου 5 V θα φτάσει περίπου τα 9 V κατά τη διάρκεια ενός χρόνου ολοκλήρωσης ίσου με το ήμισυ της περιόδου συχνότητας των 122 Hz.

Η τάση εισόδου για αυτό το κύκλωμα περιορίζεται στο μηδέν έως περίπου 4,95 V. Η τάση πάνω από αυτήν την τιμή θα προκαλέσει δυσλειτουργία του κυκλώματος επειδή ο μηδενικός παλμός RC θα συνεχίσει να διαρκεί όταν φτάσει ο παλμός ρύθμισης. Ο παλμός μηδενισμού θα μπορούσε να μειωθεί, για παράδειγμα, εισάγοντας μια «σωστή» διαφοροποιητική αλυσίδα (σύμφωνα με το Σχ. 16.6, α), αλλά μια άλλη περίσταση οδηγεί στον περιορισμό του επιπέδου τάσης εισόδου - δηλαδή, ο πεπερασμένος χρόνος εκφόρτισης του πυκνωτή μέσω ο διακόπτης όταν φέρνει το κύκλωμα στην αρχική του κατάσταση. Με τα στοιχεία που χρησιμοποιούνται στο κύκλωμα και με την προϋπόθεση ότι η εκφόρτιση είναι επαρκώς πλήρης, θα είναι τουλάχιστον 20-30 μικροδευτερόλεπτα (η αντίσταση του διακόπτη είναι περίπου 50 Ohms), δηλαδή έως και 1% της μέγιστης διάρκειας, η οποία περιορίζει τη λειτουργία χρόνο παλμού και τη μέγιστη τάση σε αυτήν την τιμή περίπου. Μπορείτε να απαλλαγείτε από αυτό μόνο περιπλέκοντας το κύκλωμα και εισάγοντας ένα πρόσθετο διάστημα ειδικά για μηδενισμό - αυτό κάνουν στα σειριακά ADC.

Σχετικά με την επιλογή των στοιχείων. Στις υποδεικνυόμενες συχνότητες, ο ρυθμός ανόδου του σήματος στην έξοδο του άνω ενισχυτή λειτουργίας στο κύκλωμα, που χρησιμεύει ως συγκριτής, πρέπει να είναι τέτοιος ώστε το σήμα να αλλάζει από τάση κορεσμού σε μηδέν εντός όχι περισσότερων από έναν παλμό του συχνότητα μέτρησης, διάρκειας 1 μs. Δηλαδή, ο ρυθμός περιστροφής πρέπει να είναι τουλάχιστον 10 V/μs, διαφορετικά θα λάβουμε σφάλμα λόγω ανακριβούς προσδιορισμού της στιγμής που τελειώνει η ολοκλήρωση (η ίδια απαίτηση ισχύει και για την ταχύτητα απόκρισης του διακόπτη). Η δεύτερη απαίτηση για τον op-amp είναι ότι για πιο ακριβή ενσωμάτωση, είναι επιθυμητό ένα αρκετά χαμηλό ρεύμα πόλωσης εισόδου, όχι περισσότερο από μερικά νανοαμπέρ. Υπολογίζεται με βάση την τιμή του μέγιστου ρεύματος ολοκλήρωσης, σε αυτήν την περίπτωση περίπου 250 μA, διαιρούμενη με την ίδια τιμή 12 ψηφίων, δηλαδή 4096. Το ρεύμα εισόδου του op-amp πρέπει να ικανοποιεί την προϋπόθεση "πολύ λιγότερο" από την προκύπτουσα τιμή περίπου 60 nA.

Εάν λάβουμε υπόψη την επιτρεπόμενη τάση τροφοδοσίας (τουλάχιστον 12 V), τότε δεν θα ικανοποιηθούν πολλοί ενισχυτές λειτουργίας στις καθορισμένες απαιτήσεις. Το τσιπ OPA2132 (δύο OPA132 σε ένα πακέτο DIP-8) από την Texas Instruments είναι ένας op-amp ακριβείας με υψηλή ταχύτητα (εύρος ζώνης 8 MHz, ρυθμός περιστροφής έως 20 V/μs), πολύ χαμηλό ρεύμα πόλωσης εισόδου (50 pA) και υψηλή επιτρεπόμενη τάση τροφοδοσίας έως ±18 V. Από τους κλασικούς οικιακούς ενισχυτές, το 544UD2 ή κάποιοι ενισχυτές λειτουργίας της σειράς 574 θα χωρέσουν στον διάδρομο απαιτήσεων, ωστόσο, η γκάμα των κατάλληλων τσιπ μπορεί να επεκταθεί σημαντικά εάν η τάση τροφοδοσίας μειώνεται στα ±5 V (σε αυτή την περίπτωση, το επιτρεπόμενο εύρος τάσης εισόδου δεν θα μειωθεί απαραίτητα, καθώς μπορεί να υπερβεί την τάση τροφοδοσίας, είναι απλώς άβολο να χειριστείτε πολλές τροφοδοσίες) και/ή να μειώσει τη συχνότητα μέτρησης, για για παράδειγμα, στα 100 kHz (η συχνότητα δειγματοληψίας θα πέσει στα 12 Hz και οι απαιτήσεις για ταχύτητα op-amp θα μειωθούν ανάλογα). Όλα αυτά δείχνουν τις προκλήσεις που πρέπει να ξεπεράσουν οι σχεδιαστές κατά το σχεδιασμό τέτοιων ενσωματωμένων ADC και εξηγούν γιατί τα ενσωματωμένα ADC συνήθως λειτουργούν τόσο αργά - τα περισσότερα ADC ακριβείας έχουν ρυθμούς δειγματοληψίας όχι περισσότερο από μερικές δεκάδες ή εκατοντάδες Hertz.

Το ADC που σχεδιάσαμε ανήκει στον τύπο των μετατροπέων τάσης-χρόνου NVD. Οι μετατροπείς V/F έχουν χρησιμοποιηθεί ευρέως στο παρελθόν (κυρίως βασίζονται στο τσιπ 555, βλέπε Κεφάλαιο 16), αλλά οι περισσότερες υλοποιήσεις υποφέρουν από το ίδιο μειονέκτημα με τον ολοκληρωτή single-shot, δηλαδή ότι η ακρίβειά τους εξαρτάται άμεσα από την ποιότητα του τα εξαρτήματα. Τώρα θα δούμε έναν μετατροπέα ολοκλήρωσης, ο οποίος χρησιμοποιεί επίσης διπλή ολοκλήρωση, αλλά η έξοδός του δεν είναι ένα χρονικό διάστημα που πρέπει ακόμα να μετρηθεί, αλλά ένας κωδικός αριθμού-παλμού, δηλαδή αμέσως ο αριθμός των παλμών σε μια ορισμένη περίοδο χρόνο, ανάλογο με την τάση εισόδου. Δεν πρόκειται για συχνότητα, όπως θα μπορούσε να σκεφτεί κανείς, ή μάλλον δεν είναι αρκετά συχνή.

Οι ADC αυτού του τύπου (μετατροπείς τάσης σε κώδικα, PNC) ονομάζονται επίσης μετατροπείς δέλτα-σίγμα ή ADC εξισορρόπησης φορτίου. Χρησιμοποιούνται ευρέως στην ολοκληρωμένη σχεδίαση, τα περισσότερα από τα υψηλότερα bit ADC κατασκευάζονται με αυτόν τον τρόπο. Δεν θα σχεδιάσω ένα λεπτομερές διάγραμμα που να δείχνει τους τύπους εξαρτημάτων και pinouts, επειδή οι αρχές για την επιλογή εξαρτημάτων εξαρτώνται σε μεγάλο βαθμό από την απαιτούμενη ακρίβεια και ανάλυση (βάθος bit) και δεν υπάρχει ιδιαίτερος λόγος να δημιουργήσετε μόνοι σας τέτοια κυκλώματα.

Ρύζι. 17.7. Αρχή λειτουργίας του ADC εξισορρόπησης φόρτισης

Ένα σχηματικό διάγραμμα της λειτουργίας PNC φαίνεται στο Σχ. 17.7. Λειτουργεί ως εξής. Μόλις η τάση στην έξοδο του ολοκληρωτή DA1 γίνει μικρότερη από το μηδέν, ο συγκριτής D1 διακόπτεται και οι παλμοί ρολογιού αρχίζουν να φτάνουν στην είσοδο του μετρητή και ταυτόχρονα στον διακόπτη, μετατρέποντας την πηγή ρεύματος αναφοράς στο σημείο άθροισης του ολοκληρωτή. Το ρεύμα εισόδου Dx και η αναφορά /op έχουν διαφορετικά πρόσημα και το ρεύμα αναφοράς είναι μεγαλύτερο σε μέγεθος, επομένως, με κάθε παλμό ρολογιού, η τάση στον πυκνωτή θα μειωθεί και στην έξοδο του ολοκληρωτή θα τείνει στο μηδέν. Μόλις φτάσει ξανά στο μηδέν, ο συγκριτής θα αλλάξει και οι παλμοί του ρολογιού θα σταματήσουν να ρέουν προς τον μετρητή και τον διακόπτη. Το φορτίο που μεταδίδεται στον ολοκληρωτή για κάθε παλμό ρολογιού είναι ακριβώς το ίδιο, επομένως ο αριθμός τέτοιων παλμών ρολογιού ανά μονάδα χρόνου N που απαιτείται για την εξισορρόπηση του φορτίου που μεταδίδεται από την πηγή τάσης εισόδου θα είναι ακριβώς ανάλογος με την τάση εισόδου. Φυσικά, οι αντιστάσεις ρύθμισης ρεύματος στα κυκλώματα εισόδου και τάσης αναφοράς δεν χρειάζεται να είναι ίσες μεταξύ τους, αλλά σε κάθε περίπτωση, ο αριθμός N θα είναι ανάλογος του ρεύματος εισόδου και αντιστρόφως ανάλογος του ρεύματος αναφοράς, εάν παρατηρείται αναλογία /op ^ /in. Εάν είναι ίσοι, ο αριθμός των παλμών N ανά δευτερόλεπτο θα είναι ίσος με τη συχνότητα ρολογιού. Με το χειρισμό της τιμής των τιμών Uon και των αντιστάσεων, μπορείτε να αποκτήσετε διαφορετικές κλίμακες. Σημειώστε ότι οι παλμοί στην είσοδο του μετρητή, που αντιπροσωπεύουν τον αριθμό N, μπορεί να είναι άνισα κατανεμημένοι στο χρόνο, και επομένως το PNC διαφέρει από το PNC.

Εδώ, η ακρίβεια μετατροπής εξαρτάται σχεδόν αποκλειστικά από τη σταθερότητα του /op (Uon) - υπό την προϋπόθεση, φυσικά, ότι τα υπόλοιπα στοιχεία επιλέγονται για ταχύτητα σύμφωνα με τις συστάσεις για ADC διπλής ενοποίησης. Ο συγγραφέας αυτών των γραμμών κατασκεύασε ένα κύκλωμα τέτοιου PNC στα πιο συνηθισμένα στοιχεία - οι διακόπτες 590KN2, OU 544UD1 και CMOS 561 σειρές χρησιμοποιήθηκε ως πηγή ρεύματος. 12,5, g στον op-amp 140UD20 και στη δίοδο zener KS 170. Ωστόσο, σε συχνότητα ρολογιού 2048 Hz (δηλαδή ανάλυση 11 bit με χρόνο μέτρησης 1 s), η σταθερότητα του κυκλώματος δεν ήταν χειρότερο από 3 μονάδες κωδικού (0,15%) στην περιοχή από -18 έως +40 μοίρες! Και αν εξετάσετε προσεκτικά το θέμα της σταθερότητας και της ταχύτητας των στοιχείων, μπορείτε να πάρετε κάτι σαν ένα MAX 1400 ακριβείας 18-bit ADC με ταχύτητα 4800 δειγμάτων ανά δευτερόλεπτο.

Τυχαία διαδικασία στενής ζώνης

Βιβλιογραφία: [L.1], σελ. 177-180 [L.2], σελ. 457-460 [L.3], σελ. 106-109 Τυχαία διαδικασία, το ενεργειακό φάσμα της οποίας συγκεντρώνεται σε μια σχετικά στενή συχνότητα ζώνη κοντά σε μια συγκεκριμένη συχνότητα Ας παρουσιάσουμε μερικές σχέσεις που χαρακτηρίζουν και……..

Βιβλιογραφία: [L.2], σελ. 141-142 (μέθοδος ολοκλήρωσης θέσης, ολοκληρωτική μέθοδος Duhamel) βασίζεται στην αναπαράσταση του σήματος εισόδου του κυκλώματος ως άθροισμα στοιχειωδών σημάτων της μορφής ενός απλού άλματος ή ενός πολύ βραχύς παλμός (– λειτουργία)……..

Ας εξετάσουμε τη διαδικασία σχηματισμού ηλεκτρομαγνητικών κυμάτων χρησιμοποιώντας το παράδειγμα της κεραίας ενός συμμετρικού ή μισού κύματος δονητή, που τροφοδοτείται στη μέση από μια πηγή εναλλασσόμενης τάσης UT. Η διαδικασία εκπομπής ηλεκτρικού πεδίου και αλλαγής της τάσης της πηγής Ur (γεννήτρια)…….

Έτυχε ότι το κύριο MK με το οποίο συνεργάζομαι συνεχώς και στο οποίο κάνω τη συντριπτική πλειοψηφία των εργασιών είναι ATTiny2313- είναι δημοφιλής, και, το πιο σημαντικό, αυτό φθηνότερο χειριστήριοαπό όλη τη γραμμή AVRμε τον αριθμό των ποδιών πάνω από 8. Πήρα περίπου τριακόσια από αυτά για 18 ρούβλια, υποθέτω. Αλλά είναι κρίμα - δεν έχει ADC. Καθόλου. Και τότε χρειάστηκε - πρέπει να μετρήσετε το σήμα από τον αισθητήρα. Ενέδρα. Μην μεταβείτε σε ένα πιο γεμιστό λόγω τέτοιων σκουπιδιών A.T.Tiny26- κοστίζει περισσότερο και ποιος ξέρει πού μπορείτε να το αγοράσετε από εμάς, και μετά τι να κάνετε με αυτήν την άβυσσο ATTiny2313τι έχει ήδη αγοραστεί; Καταιγισμός ιδεών...

Γιατί να μην μπουκάρεις ADCδιαδοχική σύγκριση; Φυσικά, η ταχύτητα και η ακρίβεια δεν θα είναι μεγάλες, αλλά χωρίς να αλλάξω τον τύπο του MK και με μόλις δύο πένα από ένα επιπλέον κιτ αμαξώματος, θα αποκτήσω ένα πλήρες, αν και αργό, 8-bit ADC που ικανοποιεί πλήρως το δικό μου μέτριες ανάγκες!

Πώς λειτουργεί ένα ADC σύγκρισης σειρών;
Σε τι έχουμε ATTiny2313αναλογικό; Σωστά - . Τώρα αρκεί να εφαρμόσουμε το μετρούμενο σήμα στην είσοδό του και να το συγκρίνουμε μεθοδικά με την τάση αναφοράς, αλλάζοντας γραμμικά την τιμή της τάσης αναφοράς. Σε ποια από τις τάσεις αναφοράς θα λειτουργήσει ο συγκριτής είναι περίπου ίση με το μετρούμενο σήμα +/_ βήμα αλλαγής στην αναφορά.

Το μόνο που απομένει είναι να αποκτήσετε μια εναλλασσόμενη τάση αναφοράς, αλλά πώς μπορείτε να εξαγάγετε ένα αναλογικό σήμα από την αμιγώς ψηφιακή έξοδο του ελεγκτή; PWM! Έχοντας το ενσωματώσει προηγουμένως. Για την ενσωμάτωση χρησιμοποιούμε το απλούστερο φίλτρο RC. Ο πυκνωτής μας θα ενσωματώσει τη φόρτιση και η αντίσταση θα αποτρέψει το θάνατο της θύρας κατά τη φόρτιση του συμπυκνωτή. Το αποτέλεσμα της λειτουργίας ενός PWM μέσω ενός τέτοιου φίλτρου θα είναι μια αρκετά σταθερή τάση DC.

Το μόνο που μένει είναι να εκτιμηθούν οι βαθμολογίες του φίλτρου. Συχνότητα αποκοπής - η συχνότητα από την οποία το φίλτρο αρχίζει να αποσβένει τη μεταβλητή συνιστώσα για ένα φίλτρο RC σε σχήμα L είναι ίση με το αντίστροφο της σταθεράς χρόνου w=1/RC. Κόλλησα τον συμπυκνωτή 0,33Ε-6 F και αντίσταση ενεργοποιημένη 470 Ομ, αποδείχθηκε ότι w=6447 rad/s. Επειδή η γωνιακή συχνότηταδεν καταλήξαμε πουθενά, μετά το διαιρούμε με 2pi = 6,28 και πήραμε περίπου ένα kilohertz, 1026,6 Hz, για την ακρίβεια. Χρονική συχνότητα PWMκαι μπορούμε εύκολα να έχουμε περίπου δεκάδες kilohertz, τότε η έξοδος θα είναι μια ομαλή σταθερά, με μικρούς κυματισμούς.

Τώρα τυλίγουμε αυτό το πάνω μέρος στην είσοδο του συγκριτή, αφήνουμε το μετρημένο σήμα μας να πάει στο δεύτερο και αρχίζουμε να διασκεδάζουμε με τον κωδικό. Το αποτέλεσμα είναι το ακόλουθο διάγραμμα, συναρμολογημένο ως . Εδώ, όμως, δεν είναι το ATTiny2313, αλλά το Mega8, το οποίο έχει ADC, αλλά θα ξεχάσουμε την ύπαρξή του προς το παρόν. Το φίλτρο μας είναι σχεδιασμένο με κόκκινες γραμμές.

Ο κώδικας θα είναι απλός, για να μην ενοχλώ, θα δημοσιεύσω και ξεχωριστές πηγές σε μορφή αρχείων:

• — Αρχικό αρχείο
• — Διανυσματικός πίνακας διακοπής
• — Αρχικοποίηση περιφερειακών
• και - Ορισμοί μακροεντολών και μακροεντολών

Θα σχολιάσω μόνο την κύρια λειτουργία Υπολογ.
Όταν καλείτε μια διαδικασία ΥπολογΚαταρχάς, εμείς:

1. Ο αναλογικός συγκριτής έχει ρυθμιστεί και, το πιο σημαντικό, ενεργοποιούνται οι διακοπές του.
2. Στη συνέχεια, η αρχική τιμή σάρωσης 255 ρίχνεται στον καταχωρητή σάρωσης (R21).
3. Μετά από αυτό, αυτή η τιμή ρίχνεται στον καταχωρητή σύγκρισης PWM OCR1AL. Το PWM ήταν εκ των προτέρων, στο τμήμα init.asmδιαμορφώθηκε και εκκινήθηκε, έτσι ώστε ένα σήμα με κύκλο λειτουργίας (συντελεστής λειτουργίας είναι ο λόγος της διάρκειας του σήματος προς την περίοδο αυτού του σήματος) να εμφανίζεται αμέσως στην έξοδό του, δηλαδή, στην πραγματικότητα, προς το παρόν είναι μόνο ένα.
4. Περιμένουμε στη συνάρτηση Delay για κάποιο χρονικό διάστημα, ώστε να τελειώσει η μεταβατική διαδικασία (ο πυκνωτής δεν μπορεί να αλλάξει αμέσως την τάση του)
5. Ας μειώσουμε την τιμή του καταχωρητή σάρωσης (που κατά τη φόρτωση σε OCR1ALθα μειώσει τον κύκλο λειτουργίας κατά 1/255), ελέγξτε αν έχει γίνει μηδέν. Εάν όχι, μεταβείτε στο σημείο 3.

Το αποτέλεσμα θα είναι μια διαδοχική μείωση του κύκλου λειτουργίας του σήματος από 1 σε 0, σε βήματα του 1/255 , το οποίο θα μετατραπεί μετά το φίλτρο σε φθίνουσα τάση. Και, αφού στην κύρια διαδικασία έχω Υπολογκαλείται κυκλικά, τότε η είσοδος του συγκριτή θα είναι ένα πριόνι.

Όπως μπορείτε να δείτε, υπάρχει κάποιο κόψιμο στην κορυφή. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι η μέγιστη τάση που μπορεί να παράγει το σκέλος MK, λαμβάνοντας υπόψη τις πτώσεις σε όλες τις αντιστάσεις, είναι περίπου 4,7 βολτ και από το κύριο ποτενσιόμετρο μπορώ να βγάλω και τα 5. Λοιπόν, και οι κορυφές πέφτουν λίγο. Εάν χαμηλώσετε τη συχνότητα, το εύρος θα επεκταθεί κάπως.

Έτσι, χρησιμοποιώντας λίγη εφευρετικότητα, καθώς και δύο πρόσθετες λεπτομέρειες συνολικού ύψους ενός ρούβλι και δώδεκα γραμμές κώδικα, εξοικονομώ πολλά χρήματα =)

Αυτό το άρθρο εξετάζει τα κύρια ζητήματα σχετικά με την αρχή λειτουργίας διαφόρων τύπων ADC. Ταυτόχρονα, ορισμένοι σημαντικοί θεωρητικοί υπολογισμοί σχετικά με τη μαθηματική περιγραφή της μετατροπής αναλογικού σε ψηφιακό έμειναν εκτός του πεδίου εφαρμογής του άρθρου, αλλά παρέχονται σύνδεσμοι όπου ο ενδιαφερόμενος αναγνώστης μπορεί να βρει μια πιο εις βάθος εξέταση των θεωρητικών πτυχών του τη λειτουργία του ADC. Έτσι, το άρθρο ασχολείται περισσότερο με την κατανόηση των γενικών αρχών λειτουργίας των ADC παρά με μια θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας τους.

Εισαγωγή

Ως σημείο εκκίνησης, ας ορίσουμε τη μετατροπή αναλογικού σε ψηφιακό. Η μετατροπή αναλογικού σε ψηφιακό είναι η διαδικασία μετατροπής ενός φυσικού μεγέθους εισόδου στην αριθμητική του αναπαράσταση. Ένας μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό είναι μια συσκευή που εκτελεί μια τέτοια μετατροπή. Τυπικά, η τιμή εισόδου του ADC μπορεί να είναι οποιαδήποτε φυσική ποσότητα - τάση, ρεύμα, αντίσταση, χωρητικότητα, ρυθμός επανάληψης παλμών, γωνία περιστροφής άξονα κ.λπ. Ωστόσο, για λόγους βεβαιότητας, στα ακόλουθα, με τον όρο ADC θα εννοούμε αποκλειστικά μετατροπείς τάσης σε κώδικα.

Η έννοια της μετατροπής αναλογικού σε ψηφιακό συνδέεται στενά με την έννοια της μέτρησης. Με τον όρο μέτρηση εννοούμε τη διαδικασία σύγκρισης της μετρούμενης τιμής με κάποιο πρότυπο με μετατροπή αναλογικού σε ψηφιακό, η τιμή εισόδου συγκρίνεται με κάποια τιμή αναφοράς (συνήθως μια τάση αναφοράς). Έτσι, η μετατροπή αναλογικού σε ψηφιακό μπορεί να θεωρηθεί ως μέτρηση της τιμής του σήματος εισόδου και όλες οι έννοιες της μετρολογίας, όπως τα σφάλματα μέτρησης, ισχύουν για αυτό.

Κύρια χαρακτηριστικά του ADC

Το ADC έχει πολλά χαρακτηριστικά, τα κυριότερα είναι η συχνότητα μετατροπής και το βάθος bit. Η συχνότητα μετατροπής εκφράζεται συνήθως σε δείγματα ανά δευτερόλεπτο (SPS) και το βάθος bit είναι σε bit. Οι σύγχρονοι ADC μπορούν να έχουν πλάτος bit έως και 24 bit και ταχύτητα μετατροπής έως και μονάδες GSPS (φυσικά, όχι ταυτόχρονα). Όσο υψηλότερη είναι η ταχύτητα και η χωρητικότητα bit, τόσο πιο δύσκολο είναι να αποκτηθούν τα απαιτούμενα χαρακτηριστικά, τόσο πιο ακριβός και πολύπλοκος είναι ο μετατροπέας. Η ταχύτητα μετατροπής και το βάθος bit σχετίζονται μεταξύ τους με έναν συγκεκριμένο τρόπο και μπορούμε να αυξήσουμε το πραγματικό βάθος bit μετατροπής θυσιάζοντας την ταχύτητα.

Τύποι ADC

Υπάρχουν πολλοί τύποι ADC, αλλά για τους σκοπούς αυτού του άρθρου θα περιοριστούμε στην εξέταση μόνο των ακόλουθων τύπων:

• Παράλληλη μετατροπή ADC (άμεση μετατροπή, flash ADC)
• Διαδοχική προσέγγιση ADC (SAR ADC)
• ADC delta-sigma (ADC με ισορροπία χρέωσης)

Υπάρχουν επίσης και άλλοι τύποι ADC, συμπεριλαμβανομένων των σωλήνων και των συνδυασμένων τύπων, που αποτελούνται από πολλά ADC με (γενικά) διαφορετικές αρχιτεκτονικές. Ωστόσο, οι παραπάνω αρχιτεκτονικές ADC είναι οι πιο αντιπροσωπευτικές λόγω του γεγονότος ότι κάθε αρχιτεκτονική καταλαμβάνει μια συγκεκριμένη θέση στη συνολική περιοχή ταχύτητας-bit.

Τα ADC άμεσης (παράλληλης) μετατροπής έχουν την υψηλότερη ταχύτητα και το χαμηλότερο βάθος bit. Για παράδειγμα, η παράλληλη μετατροπή ADC TLC5540 από την Texas Instruments έχει ταχύτητα 40MSPS με μόνο 8 bit. Τα ADC αυτού του τύπου μπορούν να έχουν ταχύτητα μετατροπής έως και 1 GSPS. Μπορεί να σημειωθεί εδώ ότι τα ADC με διοχέτευση έχουν ακόμη μεγαλύτερη ταχύτητα, αλλά είναι ένας συνδυασμός πολλών ADC με χαμηλότερη ταχύτητα και η εξέτασή τους ξεφεύγει από το πεδίο εφαρμογής αυτού του άρθρου.

Η μεσαία θέση στη σειρά bit-rate-speed καταλαμβάνεται από διαδοχικές προσεγγίσεις ADC. Οι τυπικές τιμές είναι 12-18 bit με συχνότητα μετατροπής 100KSPS-1MSPS.

Η υψηλότερη ακρίβεια επιτυγχάνεται από ADCs sigma-delta με πλάτος bit έως και 24 bit συμπεριλαμβανομένων και ταχύτητα από μονάδες SPS σε μονάδες KSPS.

Ένας άλλος τύπος ADC που έχει βρει χρήση στο πρόσφατο παρελθόν είναι το ενσωματωμένο ADC. Οι ενσωματωμένοι ADC έχουν πλέον αντικατασταθεί σχεδόν πλήρως από άλλους τύπους ADC, αλλά μπορούν να βρεθούν σε παλαιότερα όργανα μέτρησης.

Άμεση μετατροπή ADC

Τα ADC απευθείας μετατροπής έγιναν ευρέως διαδεδομένα στις δεκαετίες του 1960 και του 1970 και άρχισαν να παράγονται ως ολοκληρωμένα κυκλώματα τη δεκαετία του 1980. Συχνά χρησιμοποιούνται ως μέρος ADC «σωλήνων» (δεν συζητείται σε αυτό το άρθρο) και έχουν χωρητικότητα 6-8 bit με ταχύτητα έως και 1 GSPS.

Η αρχιτεκτονική ADC άμεσης μετατροπής φαίνεται στο Σχ. 1

Ρύζι. 1. Μπλοκ διάγραμμα άμεσης μετατροπής ADC

Η αρχή λειτουργίας του ADC είναι εξαιρετικά απλή: το σήμα εισόδου τροφοδοτείται ταυτόχρονα σε όλες τις «θετικές» εισόδους των συγκριτών και μια σειρά από τάσεις τροφοδοτείται στις «αρνητικές» που λαμβάνονται από την τάση αναφοράς διαιρώντας τις με αντιστάσεις. R. Για το κύκλωμα στο Σχ. 1 αυτή η σειρά θα είναι ως εξής: (1/16, 3/16, 5/16, 7/16, 9/16, 11/16, 13/16) Uref, όπου Uref είναι η τάση αναφοράς ADC.

Αφήστε μια τάση ίση με 1/2 Uref να εφαρμοστεί στην είσοδο ADC. Τότε θα λειτουργήσουν οι 4 πρώτοι συγκριτές (αν μετρήσετε από κάτω) και οι λογικοί θα εμφανιστούν στις εξόδους τους. Ο κωδικοποιητής προτεραιότητας θα σχηματίσει έναν δυαδικό κώδικα από μια "στήλη" από αυτές, που καταγράφεται στον καταχωρητή εξόδου.

Τώρα τα πλεονεκτήματα και τα μειονεκτήματα ενός τέτοιου μετατροπέα γίνονται σαφή. Όλοι οι συγκριτές λειτουργούν παράλληλα, ο χρόνος καθυστέρησης του κυκλώματος είναι ίσος με τον χρόνο καθυστέρησης σε έναν συγκριτή συν τον χρόνο καθυστέρησης στον κωδικοποιητή. Ο συγκριτής και ο κωδικοποιητής μπορούν να κατασκευαστούν πολύ γρήγορα, με αποτέλεσμα όλο το κύκλωμα να έχει πολύ υψηλή απόδοση.

Αλλά για να ληφθούν N bit, χρειάζονται 2^N συγκριτές (και η πολυπλοκότητα του κωδικοποιητή αυξάνεται επίσης ως 2^N). Σχέδιο στο Σχ. 1. περιέχει 8 συγκρίσεις και έχει 3 bit, για να αποκτήσετε 8 bit χρειάζεστε 256 συγκριτές, για 10 bit - 1024 συγκριτές, για ένα ADC 24 bit θα χρειάζονταν πάνω από 16 εκατομμύρια, ωστόσο, η τεχνολογία δεν έχει φτάσει ακόμη σε τέτοια ύψη.

διαδοχική προσέγγιση ADC

Ένας μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό καταχωρητή διαδοχικής προσέγγισης (SAR) μετρά το μέγεθος του σήματος εισόδου εκτελώντας μια σειρά από διαδοχικές «σταθμίσεις», δηλαδή συγκρίσεις της τιμής της τάσης εισόδου με μια σειρά τιμών που παράγονται ως εξής:

1. Στο πρώτο βήμα, η έξοδος του ενσωματωμένου μετατροπέα ψηφιακού σε αναλογικό ρυθμίζεται σε τιμή ίση με 1/2Uref (εφεξής υποθέτουμε ότι το σήμα βρίσκεται στο διάστημα (0 – Uref).

2. εάν το σήμα είναι μεγαλύτερο από αυτήν την τιμή, τότε συγκρίνεται με την τάση που βρίσκεται στο μέσο του υπολειπόμενου διαστήματος, δηλαδή, σε αυτήν την περίπτωση, 3/4Uref. Εάν το σήμα είναι μικρότερο από το καθορισμένο επίπεδο, τότε η επόμενη σύγκριση θα γίνει με λιγότερο από το μισό του υπολειπόμενου διαστήματος (δηλαδή με επίπεδο 1/4Uref).

3. Το βήμα 2 επαναλαμβάνεται Ν φορές. Έτσι, οι N συγκρίσεις («σταθμίσεις») παράγουν N bit του αποτελέσματος.

Ρύζι. 2. Μπλοκ διάγραμμα διαδοχικής προσέγγισης ADC.

Έτσι, η διαδοχική προσέγγιση ADC αποτελείται από τους ακόλουθους κόμβους:

1. Συγκριτής. Συγκρίνει την τιμή εισόδου και την τρέχουσα τιμή της τάσης «στάθμισης» (στο Σχ. 2, που υποδεικνύεται με ένα τρίγωνο).

2. Μετατροπέας ψηφιακού σε αναλογικό (DAC). Παράγει ένα «βάρος» τάσης με βάση τον ψηφιακό κωδικό που λαμβάνεται στην είσοδο.

3. Μητρώο Διαδοχικής Προσέγγισης (SAR). Εφαρμόζει έναν διαδοχικό αλγόριθμο προσέγγισης, δημιουργώντας την τρέχουσα τιμή του κώδικα που τροφοδοτείται στην είσοδο DAC. Ολόκληρη η αρχιτεκτονική του ADC πήρε το όνομά του.

4. Σχέδιο Sample/Hold (Sample/Hold, S/H). Για τη λειτουργία αυτού του ADC, είναι θεμελιωδώς σημαντικό η τάση εισόδου να παραμένει σταθερή καθ' όλη τη διάρκεια του κύκλου μετατροπής. Ωστόσο, τα «πραγματικά» σήματα τείνουν να αλλάζουν με την πάροδο του χρόνου. Το κύκλωμα δειγματοληψίας και διατήρησης «θυμάται» την τρέχουσα τιμή του αναλογικού σήματος και το διατηρεί αμετάβλητο σε όλο τον κύκλο λειτουργίας της συσκευής.

Το πλεονέκτημα της συσκευής είναι η σχετικά υψηλή ταχύτητα μετατροπής: ο χρόνος μετατροπής ενός ADC N-bit είναι N κύκλοι ρολογιού. Η ακρίβεια μετατροπής περιορίζεται από την ακρίβεια του εσωτερικού DAC και μπορεί να είναι 16-18 bit (τα ADC SAR 24-bit έχουν αρχίσει να εμφανίζονται, για παράδειγμα, AD7766 και AD7767).

Delta-Sigma ADC

Τέλος, ο πιο ενδιαφέρον τύπος ADC είναι το σίγμα-δέλτα ADC, που μερικές φορές ονομάζεται ADC με ισορροπία φορτίου στη βιβλιογραφία. Το μπλοκ διάγραμμα του ADC sigma-delta φαίνεται στο Σχ. 3.

Εικ.3. Μπλοκ διάγραμμα ενός ADC σίγμα-δέλτα.

Η αρχή λειτουργίας αυτού του ADC είναι κάπως πιο περίπλοκη από αυτή άλλων τύπων ADC. Η ουσία του είναι ότι η τάση εισόδου συγκρίνεται με την τιμή τάσης που συσσωρεύεται από τον ολοκληρωτή. Παλμοί θετικής ή αρνητικής πολικότητας παρέχονται στην είσοδο του ολοκληρωτή, ανάλογα με το αποτέλεσμα της σύγκρισης. Έτσι, αυτό το ADC είναι ένα απλό σύστημα παρακολούθησης: η τάση στην έξοδο του ολοκληρωτή «παρακολουθεί» την τάση εισόδου (Εικ. 4). Το αποτέλεσμα αυτού του κυκλώματος είναι ένα ρεύμα μηδενικών και μονάδων στην έξοδο του συγκριτή, το οποίο στη συνέχεια διέρχεται από ένα ψηφιακό χαμηλοπερατό φίλτρο, με αποτέλεσμα ένα αποτέλεσμα N-bit. LPF στο Σχ. 3. Συνδυάζεται με «αποδεκατιστή», μια συσκευή που μειώνει τη συχνότητα των αναγνώσεων «αποδεκατίζοντάς τες».

Ρύζι. 4. Sigma-delta ADC ως σύστημα παρακολούθησης

Για λόγους αυστηρότητας της παρουσίασης, πρέπει να ειπωθεί ότι στο Σχ. Το σχήμα 3 δείχνει ένα μπλοκ διάγραμμα ενός ADC σίγμα-δέλτα πρώτης τάξης. Το ADC sigma-delta δεύτερης τάξης έχει δύο ολοκληρωτές και δύο βρόχους ανάδρασης, αλλά δεν θα συζητηθεί εδώ. Όσοι ενδιαφέρονται για αυτό το θέμα μπορούν να ανατρέξουν.

Στο Σχ. Το σχήμα 5 δείχνει τα σήματα στο ADC στο μηδενικό επίπεδο εισόδου (πάνω) και στο επίπεδο Vref/2 (κάτω).

Ρύζι. 5. Σήματα στο ADC σε διαφορετικά επίπεδα σήματος εισόδου.

Τώρα, χωρίς να εμβαθύνουμε σε περίπλοκη μαθηματική ανάλυση, ας προσπαθήσουμε να καταλάβουμε γιατί οι ADCs sigma-delta έχουν πολύ χαμηλό επίπεδο θορύβου.

Ας εξετάσουμε το μπλοκ διάγραμμα του διαμορφωτή σίγμα-δέλτα που φαίνεται στο Σχ. 3 και παρουσιάστε το με αυτή τη μορφή (Εικ. 6):

Ρύζι. 6. Μπλοκ διάγραμμα διαμορφωτή σίγμα-δέλτα

Εδώ ο συγκριτής αναπαρίσταται ως αθροιστής που προσθέτει το συνεχές επιθυμητό σήμα και τον θόρυβο κβαντοποίησης.

Αφήστε τον ολοκληρωτή να έχει συνάρτηση μεταφοράς 1/s. Στη συνέχεια, αντιπροσωπεύοντας το χρήσιμο σήμα ως X(s), την έξοδο του διαμορφωτή sigma-delta ως Y(s) και τον θόρυβο κβαντοποίησης ως E(s), λαμβάνουμε τη συνάρτηση μεταφοράς ADC:

Y(s) = X(s)/(s+1) + E(s)s/(s+1)

Δηλαδή, στην πραγματικότητα, ο διαμορφωτής sigma-delta είναι ένα χαμηλοπερατό φίλτρο (1/(s+1)) για το χρήσιμο σήμα και ένα υψιπερατό φίλτρο (s/(s+1)) για το θόρυβο, και τα δύο φίλτρα με την ίδια συχνότητα αποκοπής. Ο θόρυβος που συγκεντρώνεται στην περιοχή υψηλών συχνοτήτων του φάσματος αφαιρείται εύκολα από ένα ψηφιακό χαμηλοπερατό φίλτρο, το οποίο βρίσκεται μετά τον διαμορφωτή.

Ρύζι. 7. Το φαινόμενο της «μετατόπισης» του θορύβου στο τμήμα υψηλής συχνότητας του φάσματος

Ωστόσο, πρέπει να γίνει κατανοητό ότι αυτή είναι μια εξαιρετικά απλοποιημένη εξήγηση του φαινομένου της διαμόρφωσης θορύβου σε ένα ADC σίγμα-δέλτα.

Έτσι, το κύριο πλεονέκτημα του sigma-delta ADC είναι η υψηλή του ακρίβεια, λόγω του εξαιρετικά χαμηλού επιπέδου του δικού του θορύβου. Ωστόσο, για να επιτευχθεί υψηλή ακρίβεια, είναι απαραίτητο η συχνότητα αποκοπής του ψηφιακού φίλτρου να είναι όσο το δυνατόν χαμηλότερη, πολλές φορές μικρότερη από τη συχνότητα λειτουργίας του διαμορφωτή sigma-delta. Επομένως, οι ADCs sigma-delta έχουν χαμηλή ταχύτητα μετατροπής.

Μπορούν να χρησιμοποιηθούν στη μηχανική ήχου, αλλά η κύρια χρήση τους είναι στον βιομηχανικό αυτοματισμό για τη μετατροπή σημάτων αισθητήρων, σε όργανα μέτρησης και σε άλλες εφαρμογές όπου απαιτείται υψηλή ακρίβεια. αλλά δεν απαιτείται υψηλή ταχύτητα.

Λίγη ιστορία

Η παλαιότερη αναφορά ενός ADC στην ιστορία είναι πιθανώς το δίπλωμα ευρεσιτεχνίας Paul M. Rainey, "Facsimile Telegraph System", U.S. Ευρεσιτεχνία 1,608,527, Κατατέθηκε στις 20 Ιουλίου 1921, Εκδόθηκε στις 30 Νοεμβρίου 1926. Η συσκευή που απεικονίζεται στο δίπλωμα ευρεσιτεχνίας είναι στην πραγματικότητα ένα ADC άμεσης μετατροπής 5-bit.

Ρύζι. 8. Πρώτο δίπλωμα ευρεσιτεχνίας για την ADC

Ρύζι. 9. Άμεση μετατροπή ADC (1975)

Η συσκευή που φαίνεται στο σχήμα είναι ένα ADC MOD-4100 άμεσης μετατροπής που κατασκευάστηκε από την Computer Labs, που κατασκευάστηκε το 1975, συναρμολογημένο χρησιμοποιώντας διακριτούς συγκριτές. Υπάρχουν 16 συγκριτές (βρίσκονται σε ημικύκλιο προκειμένου να εξισωθεί η καθυστέρηση μετάδοσης του σήματος σε κάθε συγκριτή), επομένως, το ADC έχει πλάτος μόνο 4 bit. Ταχύτητα μετατροπής 100 MSPS, κατανάλωση ισχύος 14 watt.

Το παρακάτω σχήμα δείχνει μια προηγμένη έκδοση του ADC άμεσης μετατροπής.

Ρύζι. 10. Άμεση μετατροπή ADC (1970)

Το VHS-630 του 1970, που κατασκευάστηκε από τα Computer Labs, περιείχε 64 συγκριτές, ήταν 6-bit, 30 MSPS και κατανάλωνε 100 watt (η έκδοση του 1975 VHS-675 είχε 75 MSPS και κατανάλωνε 130 Watt).

Βιβλιογραφία

W. Kester. ADC Architectures I: The Flash Converter. Αναλογικές συσκευές, MT-020 Tutorial.

Είσοδοι αναλογικού ελεγκτή (ADC). Δεν καταλαβαίνουν όλοι αμέσως τι είναι και με τι τρώγεται. Επομένως, θα προσπαθήσω να το εξηγήσω με δικά μου λόγια.

Γενικά, τι είναι η "αναλογική" είσοδος; Ο ελεγκτής έχει δύο τύπους εισόδων: ψηφιακή και αναλογική. Το ψηφιακό μπορεί να πάρει μόνο δύο τιμές: μηδέν και ένα. Μηδέν σημαίνει χωρίς τάση, ένα σημαίνει τάση. Οι πληροφορίες μεταδίδονται στην ψηφιακή είσοδο σε παλμούς με την πάροδο του χρόνου. Αλλά η αναλογική είσοδος είναι ικανή να δεχθεί όχι μόνο αυτές τις δύο τιμές, αλλά γενικά οποιαδήποτε τάση.

Ο ελεγκτής NM8036 έχει δύο αναλογικές εισόδους (βλ.). Κάθε μία από αυτές τις εισόδους μπορεί να τροφοδοτηθεί με οποιαδήποτε τάση που κυμαίνεται από 0 έως την τάση τροφοδοσίας (5 V). Για παράδειγμα, 1,8 βολτ, ή 3,2 βολτ... Εν ολίγοις, οποιαδήποτε, αλλά όχι περισσότερο από 5 βολτ.

Τι κάνει ο ελεγκτής με αυτήν την τάση; Πολύ απλό: το μετρά και το αναπαριστά ψηφιακά. Επιπλέον, το κάνει αυτό στην περιοχή από 0 έως 1023. Πρόκειται για δυαδικά δεδομένα (bin-data), στα οποία το ανώτερο όριο (1023) ισοδυναμεί με τάση 5 βολτ. Αυτή είναι η μετατροπή αναλογικού σε ψηφιακό (ADC).

Αλλά η πραγματική ένταση είναι ακριβώς αυτό: πραγματική. 5 βολτ - είναι 5 βολτ. Αυτή η τιμή αναφέρεται εδώ ως "Volts". Και αυτό είναι σωστό, υπάρχουν βολτ.

Αλλά εδώ μπορούμε να φανταστούμε αυτή την τάση σε άλλα φυσικά μεγέθη (Φυσική). Για παράδειγμα, συνδέσαμε έναν αισθητήρα πίεσης ή υγρασίας στην είσοδο ή επίσης έναν αισθητήρα θερμοκρασίας, αλλά όχι ψηφιακό, όπως το DS1820, αλλά έναν θερμίστορ. Αυτός ο αισθητήρας θερμίστορ θα μας δώσει μια τάση από 0 έως 5 βολτ (μηχανικοί ηλεκτρονικών, μην ενθουσιάζεστε! Αυτό είναι μόνο ένα παράδειγμα.), αλλά είναι σημαντικό για εμάς να γνωρίζουμε τη θερμοκρασία, όχι την τάση!

Έτσι βαθμονομούμε αυτές τις τιμές. Θα ορίσουμε το κατώτερο όριο στις ρυθμίσεις (βλ. Έλεγχος θέρμανσης ιδιωτικής κατοικίας. Advanced Manager.), για παράδειγμα, στις 16 μοίρες και το ανώτερο όριο στις 30 μοίρες. Αυτός είναι ο αισθητήρας που έχουμε, βλέπετε, συνδεδεμένο. Και θα ορίσουμε τον αριθμό των δεκαδικών ψηφίων σε 2. Και θα υποδείξουμε το πρόθεμα: C (δηλαδή βαθμούς Κελσίου).

Και τι παίρνουμε από αυτό; Και καταλαβαίνουμε ότι όταν ο αισθητήρας στέλνει μια τάση στην είσοδο, για παράδειγμα, 2,5 βολτ, ο ελεγκτής θα υπολογίσει γρήγορα τα πάντα και θα μας δώσει τρεις παραλλαγές αποτελεσμάτων: 512 (bin-data), 2,5 V (Volts) και 23,00 C ( βαθμοί Κελσίου ). Έτσι μπορείτε να διαμορφώσετε την εργασία με σχεδόν οποιονδήποτε αισθητήρα που παράγει αναλογική τιμή τάσης στην έξοδό του.

Η ύπαρξη δύο αναλογικών εισόδων στον ελεγκτή δεν είναι μόνο η δυνατότητα σύνδεσης των παραπάνω αισθητήρων. Μπορείτε να βρείτε πολλά σχέδια που μπορεί να είναι πολύ χρήσιμα για διάφορους σκοπούς σε ένα ιδιωτικό σπίτι. Θα απαριθμήσω εκ των υστέρων τις πιθανές.

Απλός διακόπτης 2 θέσεων. Η έξοδος δεδομένων μπορεί να έχει είτε 0 βολτ είτε 5 βολτ. Συνδέεται με τρία καλώδια: Vcc (+5V), Data (δεδομένα) και Gnd (κοινό καλώδιο). Με αυτόν τον διακόπτη μπορείτε να ορίσετε δύο διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας φορτίων κατά τον προγραμματισμό του συστήματος.

Ένας διακόπτης για περισσότερες θέσεις μπορεί να παρέχει τη δυνατότητα προγραμματισμού περισσότερων λειτουργιών. Εδώ, ας πούμε, 3 θέσεις. Κάθε θέση έχει τη δική της τάση εξόδου. Η χαμηλότερη θέση είναι η έξοδος 1,25 V, η μεσαία 2,5 V και η κορυφή 3,75 V. Αυξάνοντας τον αριθμό των αντιστάσεων στην αλυσίδα, μπορείτε να αυξήσετε τον αριθμό των θέσεων του διακόπτη.

Αυτές ήταν επιλογές για προσαρμογή βημάτων, αλλά υπάρχει επίσης μια επιλογή για ομαλή ρύθμιση. Εδώ, το μέγεθος της τάσης εξόδου εξαρτάται από τη θέση του ολισθητήρα μεταβλητής αντίστασης. Μπορεί να χρησιμοποιηθεί, για παράδειγμα, για χειροκίνητο έλεγχο θερμοκρασίας. Φτιάξτε ένα πρόγραμμα ώστε να διατηρεί τη θερμοκρασία στο δωμάτιο όπως έχει οριστεί από τον ρυθμιστή. Η αυτόματη ρύθμιση είναι ένα πράγμα, αλλά συχνά θέλετε να γυρίσετε κάτι κάπου, να κάνετε κλικ σε κάτι για να το κάνετε πιο ζεστό ή, αντίθετα, πιο δροσερό. Ο άνθρωπος είναι ένα επιθετικό πλάσμα.

Ή χρησιμοποιήστε ένα τέτοιο κύκλωμα για να ελέγξετε, ας πούμε, τη στάθμη του νερού σε ένα δοχείο, σε ένα πηγάδι... Δεν είναι δύσκολο: ένας πλωτήρας σε ένα νήμα που τυλίγεται γύρω από τη λαβή μιας μεταβλητής αντίστασης. Φορτωμένο ελατήριο, φυσικά. Αλλά αυτό είναι έτσι, απροσδόκητα, χωρίς λεπτομερή επεξεργασία.

Εάν συνεχίσετε να φαντασιώνεστε, μπορείτε επίσης να μετρήσετε το επίπεδο φωτισμού και να ανάψετε/σβήσετε τη λάμπα την κατάλληλη στιγμή... Με λίγα λόγια, αυτές οι αναλογικές είσοδοι έχουν πολλές δυνατότητες, το NM8036 μπορεί εύκολα να ανταπεξέλθει σε πολλές εργασίες όχι μόνο στον έλεγχο της θέρμανσης μιας ιδιωτικής κατοικίας, αλλά και στην επίλυση πολλών άλλων εργασιών. Για τις δυνατότητες προγραμματισμού θα μιλήσουμε στα επόμενα άρθρα.

Παρεμπιπτόντως, όσον αφορά τη ρύθμιση της θερμοκρασίας στο δωμάτιο, υπάρχει μια πολύ καλή λύση από την οποία πήρα. Σε απάντηση σε ερώτηση κάποιου, ο συντάκτης του μηνύματος Brokly (επίσης ο συγγραφέας του Advanced Manager) έδωσε ένα παράδειγμα χρήσης αναλογικής εισόδου. Το παραθέτω επί λέξει:
Θα μπορούσατε να έχετε καταλήξει σε κάτι ακόμα πιο περίπλοκο. Τοποθετήστε έναν θερμοστάτη τοίχου επαφής, συνδέστε τον στην αναλογική είσοδο και αφήστε τους μεθυσμένους να τον γυρίσουν μόνοι τους. Ελευθερώστε την καθαρίστρια και διασκεδάστε με τους μεθυσμένους. Και ο ελεγκτής έχει λιγότερη δουλειά να κάνει, ο θερμοστάτης λειτούργησε - δεν χρειάζεται να τον θερμάνετε.

Πώς σας αρέσει αυτό, Δάσκαλε; Και ξέρεις, μου άρεσε.

Συνεχίζεται...